active clamp and reset technique 有源鉗位電路 …

1、Active Clamp and Reset Technique 有源鉗位電路 完整開關周期工作過程分析 摘自TI資料 莊主 2006.02.18—2.20,傳統(tǒng)的復位電路及RCD復位電路,有源鉗位電路及include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的電路,三種復

2、位方式的性能比較,有源鉗位的優(yōu)點及與其它電路的相比較的不同點:,SIGNIFICANT BENEFITS:&& "recycles" transformer magnetizing energy instead of dissipating it in a resistor&& facilitates Zero Voltage Transition of the main swit

3、ch for higher efficiency&& uses lower voltage MOSFET and diodescompared to the RCD && reduced EMI/RFI via soft switching && eliminates lossy snubber network on primary&& operates at f

4、ixed frequency&& allows much higher frequency operation && similar power transfer to conventional square wave switching&& duty cycles beyond 50% max are obtainable && actively resets ma

5、in transformer to third quadrant of BH curve,DIFFERENCES AND SIMILARITIES:This new approach requires a few more parts than the other forward choices to achieve the benefits listed previously. Differences include:&&

6、amp; an additional high voltage MOSFETclamp/reset switch && an isolated, variable duty cycle gate drive for the clamp/reset switch&& a modified PWM control technique to properly program the associated

7、delays between gate drives to achieve the zero voltage transitions&& a new gate drive technique to extract theproper clamp/reset drive pulse,INITIAL CONDITIONS: time t<t0:工作的初始狀態(tài):正常的Vout和靜態(tài)負載條件．主管關斷，ＤＳ間為０電

8、壓；輔管 關斷，ＤＳ間電壓為Ｖcr＋Ｖin．此前，能量被貯存在勵磁電感和漏感中，此時被作為反向原邊電流釋放，流動路徑為通過變壓器由下到上，進入輸入電容的正極(Ｃin)，被充電到Ｖin．這條路徑持續(xù)流出通過Ｃreset電容的low side，通過其體二極管（ＤＡ）到主管．有足夠的被貯存的能量持續(xù)這種情形甚至超過Ｔ０，當主管打開時．在變壓器的付邊情形并不是很清楚，因為不清楚變壓器漏感及Ｗinding的耦合情況．為簡化起見，假定幾乎所有的副

9、邊（輸出）電流通過Ｄ２流動，僅僅少量通過Ｄ１流動．另外一個假設是原邊有足夠的能量來克服原副邊耦合的影響，實現(xiàn)主管的零電壓ＺＶＳ，可參考t7-t8分析．總之，兩個開關均處于關斷狀態(tài)，輸入到輸出沒有能量傳遞．主管處于ＺＶＳ狀態(tài)，由于貯存在電感中的能量正鉗位開關，在原邊一個反向電流流過，通過輔管的體二極管．,,POWER TRANSFER: tO<t<tl ： 這一部分與傳統(tǒng)的方波功率變換基本一樣．從Ｔ0開始，主管開通，開始

10、功率傳遞從原邊到副邊通過變壓器．主管處于ＺＶＳ狀態(tài)，反向的原邊電流開始ＤＡ（體二極管）流過，鉗位主管漏極電位．當主管開通，電流從體二極管向MOS的Channel轉移,主管可雙向流通.主管電流在副邊映射電流(Iout/N)的基礎上以Vin/L的斜率上升.變壓器的漏感(Llkg)在此分析中被考慮. 于此同時,變壓器副邊電流也會上升,沿D1流動.此前流過D2的電流下降,與D1電流上升相對應,兩者之和為整個的負載電流.此階段短暫的暫態(tài)過程也可以

11、被詳細的描述.原邊電流是三個分解電流(映射的輸出電流;映射回來的電感充電電流;原邊的磁化電流).能量流動很快建立在此階段.主管保持一定時間的開通以調整輸出電壓.通過PWM信號來控制.當時間到達t1時,主管關斷.一般來說,這一階段和傳統(tǒng)的開關拓撲過程是一樣的.,,Linear Transition: t1<t<t2在t1時刻,主管關斷.主管上電流立即從QA轉移其輸出寄生電容(CA)上,體二極管DA反偏.由于映射過來的整個輸

12、出電流(由于較大的Lo在增加)在原邊流動,CA充電非常迅速.MOS上電壓呈線性上升,QC上電壓于此同時線性下降.此過程一直持續(xù)到t2當CA被完全充電到Vin.同樣,CC上電壓同時從初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此階段在變壓器初級電壓降到0時在t2結束.這一階段可被看作兩個并聯(lián)的電容(CA & CC)被一個恒定的電流源(=Iout/N)激勵,直到V(CA)到達Vin結束.從細節(jié)來說,這樣的線性近似是不確切的.但是,此階段非

13、常短暫,這樣簡化是可以接受的.Here is why.首先,原邊電流不是一個常數(shù),它是呈上升趨勢的.盡管變壓器原邊電壓是快速從Vin下降到0,其start s out positive并貯存能量在漏感和勵磁電感在此過程中.累加這部分在恒定的映射輸出電流(由于大的輸出電感),其總和使原邊電流一直增加.注意兩個MOS輸出電容(CA & CC)的充放電是由于電流從輸入端和鉗位電容流動.它不是被變壓器以前所貯存的電感能量導致.象此后另一

14、個階段發(fā)生的開關回到零電壓.其次,假定負載電流僅僅通過D1持續(xù)流動在這個階段.因為變壓器電壓在t2已突降到0,這個情況可以通過設計,磁的耦合,變壓器上漏感的放置來改變.設計方程推導: 見下頁,,Linear Transition: t1<t<t2,設計方程推導: 在dt(2-1), I=C*△V/ △t; △V=Vin 此等式中有效的電容是兩個開關輸出電容的并聯(lián)組合.CA和CC;為補償高壓MOS的有效電容,IR建議對

15、Coss乘一個4/3的系數(shù),也就是變壓器原邊電容必須考慮成一個并聯(lián)的電容,整個網(wǎng)絡電容應為C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1).T1時刻的原邊電流可以近似為輸出負載電流(或電感電流)除以變比N. 考慮到輸出Ripple電流和變壓器磁化電流較小,簡化為:Ipri(t1)=Iout/N.此過程時間近似等式為:注意當原邊電流幅值沒有很大改變時,其流過路線正發(fā)生變化.整個原邊電流現(xiàn)在被分成主管輸出電容的充電和輔管(QC,

16、鉗位開關)輸出電容的放電.為簡化起見,分析中認為電流近似平均分配.盡管確切的比例是每個MOS輸出電容值的函數(shù).因此,在t1時刻,QA上電流從滿載電流下降到一半值,于此同時QC上電流從0上升到滿載(full load)的一半值.這個近似假設MOS的輸出電容值是相等的.實際中,它們是不一樣的,因為鉗位開關MOS一般比較小封裝. 因此,可能會略微超過一半流進主管,略微小于一半流進ZVT開關.,,Passive Reset & Reso

17、nant Transition: t2<t<t3在t2時刻,變壓器原邊電壓已經(jīng)降到0,這也反映到其副邊.導致整個負載電流從D1向D2轉移按照基本上由次級漏感決定的斜率,但是在時間t2所有電流流動在D2.變壓器電壓持續(xù)其翻轉從0到鉗位電壓 Vcr.這個變換是一個諧振過程,因為先前映射的負載電流現(xiàn)在沿D2流動.D1的反偏也允許T1電壓從t2到t3持續(xù)反向,直到復位電壓出現(xiàn).在這一個階段QC上的電流是負的因為其輸出電容在放電.注

18、意在t3時刻QC上的電流為0,但是一般來說會略微為負以確保有足夠的能量貯存在系統(tǒng)中to reach the clamp voltage.類似的情形在主管出現(xiàn).其輸出電容被充電到鉗位電壓Vcr.在鉗位開關(at t3)打開之前一些在原邊流動的電流使得鉗位電容電壓增加.,,Passive Reset / Imag>0: t3<t<t4在t3時刻,原邊電壓上有鉗位電壓出現(xiàn)以利于磁化電感復位.同時在t3,QC開通,使得復位

19、電流從其體二級管轉移到channel,提供一個低阻抗路徑.然而,復位開關開通的主要目的是提供一個路徑,使稍后的電流從鉗位電容反向流到變壓器原邊,以實現(xiàn)ZVS.但是從t3到t4,貯存在變壓器磁化電感上的能量導致電流正從變壓器流回到鉗位電容.在這整個階段來看,原邊電流下降直到0.也許更詳細的描述t4時刻的波形不是必析.這個階段來說明這是整個轉換周期的一個轉折點,這時變壓器已經(jīng)復位,下一個開關循環(huán)將在t4開始.,,Active Reset

20、/ Imag<0: t4<t<t5從t4時刻開始,變壓器被QC復位到鉗位/復位(clamp/reset)電壓,Vcr.磁化電流在這個階段從0開始,被鉗位電路驅動到負值,貯存能量在勵磁電感中.這將被用來在以后的階段實現(xiàn)ZVS.原邊電流開始上升,按照Vcr/Lm的斜率.然而,注意這個線性近似在大多數(shù)瞬間是不合理的(is not valid for more that the first instant of time)

21、.這個斜率決不是線性的,除非有一個大的勵磁電感和一個大的鉗位電容被使用.當能量從鉗位電容向勵磁電感傳遞時,電容電壓將下降.注意這兩個器件已形成一個L/C諧振.進一步分析之.以下是特征阻抗Zr及頻率wr計算方程:Zr=(Lmag/Creset)1/2; wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),轉換成頻率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28整個的諧振周期為:Tres(pe

22、riod)=1/fres;有源復位持續(xù)時間是特定的占空比和頻率的作用結果.它不被PWM控制,而是輸出電壓調整的結果.關于這個問題本文另有提及. 真正令人感興趣的是鉗位電壓隨著工作條件及其變化而變化.例如,任意地讓主管開通更時間將導致更高的磁化電流(或能量).在主管關斷和復位管開通時間內,勵磁電感放電到鉗位電容,導致它的電壓上升.現(xiàn)在,當復位開關開通后,它處在一個更高的電壓比起以前而導致更高的復位電流.這種自適應調整在每一個周期發(fā)生而不

23、需要其它復雜的控制電路.,,Resoant transition / t5<t<t6復位開關在t5關斷導致原邊電流從QC的導電溝道向CC轉移.QC之Vds開始上升,迫使the “source” node流向更低的電位方向.(the lower supply rail),從其初始的幅值Vcr.變壓器原邊電流同時開始下降,但是注意磁化電流依然在上升從其在t5時刻的值.盡管穿過勵磁電感的電壓在減少,但是仍有電壓加在上面直到t6,

24、從而導致電流增加,但斜率下降.同時注意主管的漏級電流發(fā)生變化.在以前的階段沒有電流流過QA,但是從t5開始出現(xiàn).QA的D極電位被鉗位電壓(Vcr)控制當QC開通時(t5前).一旦QC關斷,原邊電流同時對CC充電,主管輸出電容CA放電.整個原邊電流在兩個電路中被分開,按照其輸出電容的大小比例.在副邊,自從上一階段就沒有什么變化.輸出電感放出其貯存的能量,作為一個恒定電流. 通過D2到負載.D2反偏關斷.這個階段到t6結束,當穿過變壓

25、器的電壓為0.原邊電流到達其最低的負值(Ir).,,Resoant transition / t6<t<t7本階段的轉換與前面有所不同.首先,原邊電流斜率與前面相反,雖然仍是負值,但是方向朝著0值.變壓器電壓也開始反向,隨著轉變節(jié)點從VIN變到0在t7時刻.這將使整個輸入電壓穿過它.沒有電壓經(jīng)過主管直到整個CYCLE結束.這個從有源復位開始的諧振過程由貯存在磁化電感里的能量來驅動.需要貯存足夠的電感能量來保證兩個MOS,

26、QA和QC的對立的電容能量需要.為滿足所有的工作條件,在t7時刻原邊電流可能總是很小的,但不是0,以便實現(xiàn)ZVT.多余的電流將在時間t7通過QA的體二級管,在鉗位開關位置再對鉗位電容電壓(Vcr)充電. 其好處是磁化電流的P-P值保持恒定在整個LINE和LOAD條件下.不需要overdesign被需要.依靠次級電感和對原邊繞組的耦合,負載電流能夠從D2向D1轉移在這個階段.畢竟,變壓器原邊電壓已到達同樣的幅值.注意電流是反向的.很明顯

27、在原副邊沒有能量傳遞.然而副邊電位同QA開通時是一樣的.在負載邊兩種情況是占主要的.一是負載電流全部由D2轉移到D1,并耦合回原邊與諧振電流相反,占主要地位.它的影響是re-position the main switch with the full input voltage across it.ZVT難以實現(xiàn).另外一種情況是D2傳輸全部負載電流,D1完全關斷.這種導致不好的耦合在原副邊繞組間,這是有可能的.還有另外一種不大發(fā)生的可能

28、,就是D1和D2各自流過一半的負載電流.在本階段或下一階段這種情況某點發(fā)生時,顯然這種情況不會象其它拓撲那樣持續(xù)很長時間. 由于變壓器的耦合,寄生元件及外部串連電感的使用,出現(xiàn)了這么多種情況.當t7時刻到達后,由于有源復位和諧振電路元件使得主管處于零電壓狀態(tài).有源鉗位/復位開關之Vds電壓到達其最大值,包括輸出電壓和鉗位電壓.電流很小以維持開關鉗位在這個位置.,,Circulation Interval: t7<t<t8

29、這個短暫的階段處在主管完全處于ZVS狀態(tài),直到t8時刻開通.一般來說,這個區(qū)間用來適應所有的諧振電路的tolerance,輸出電壓以及磁化電流的變化.這一階段很少活動發(fā)生.此前描述的副邊電流的問題也存在于這個區(qū)間.大多數(shù)情況,電路simply coasts(滑行)直到主管重新開通.,,ClockVgs QAVin+VcrVds QAVinIprIm0-IrIprIchannel,Pracitcal Desi