車載逆變電源設計【畢業(yè)論文】

1、<p>　　本科畢業(yè)論文(設計)</p><p><b>　?。ǘ?屆）</b></p><p><b>　　車載逆變電源設計</b></p><p>　　所在學院 </p><p>　　專業(yè)班級 電氣工程及其自動化

2、 </p><p>　　學生姓名 學號 </p><p>　　指導教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　摘 要</b></p>&

3、lt;p>　　汽車由最原始的代步方式轉變?yōu)樯畋匦杵?，現(xiàn)在又開始由生活必需品向享受生活的層面過渡了，人們在車子里聽音樂、看電視、手機充電、車用影響、手提電腦，如此種種，則車載逆變電源的性能的要求就變得越來越高了。逆變電源指通過開通和關斷半導體功率開關器件，把直流電能轉化成交流電能的一種電力電子變換器，它是電源系統(tǒng)的重要組成部分。在逆變電源中綜合了電力電子技術，數(shù)字電子技術，單片機技術，PWM控制技術等學科。這里通過汽車蓄電池12V

4、經(jīng)過二次變換，即通過DC/DC的升壓Boost電路和DC/AC的單相全橋逆變電路，最后經(jīng)LC濾波輸出為220V的50HZ交流電驅動負載。在此過程中通過集成芯片UC3524來實現(xiàn)PWM的控制，有效的對MOS管的通斷控制，使得電路更簡單，可靠性更高，噪聲更小。</p><p>　　關鍵詞：DC/DC升壓；DC/AC逆變；PWM控制；UC3524芯片</p><p><b>　　Abs

5、tract</b></p><p>　　Car travel by the most primitive way into necessities of life, and now start to enjoy the necessities of life Transition by the level of life, people in the car listening to music, w

6、atching TV, mobile phone charger, vehicle impact, portable computers, so many, the car's performance requirements inverter becomes higher and higher. Power inverter on and off by means of semiconductor power switchin

7、g device, the DC power into AC power of a power electronic converter, which is an important part of po</p><p>　　Keywords: DC / DC step-up; DC / AC inverter; PWM control; UC3524</p><p><b>　

8、　目 錄</b></p><p>　　1　緒論- 1 -</p><p>　　1.1 課題背景- 1 -</p><p>　　1.2 逆變技術的現(xiàn)狀與發(fā)展- 1 -</p><p>　　1.2.1 逆變技術的概述- 1 -</p><p>　　1.2.2 逆變技術發(fā)展趨勢- 2 -</p&

9、gt;<p>　　2　PWM控制原理- 3 -</p><p>　　2.1 PWM波形的基本原理- 3 -</p><p>　　2.2 PWM逆變電路及其控制方法- 4 -</p><p>　　2.3 PWM型逆變電路的控制方式- 5 -</p><p>　　2.4 SPWM波形的生成方法- 6 -</p>

10、<p>　　3　總體方案- 7 -</p><p>　　4　系統(tǒng)硬件電路設計- 8 -</p><p>　　4.1 主電路- 8 -</p><p>　　4.1.1 DC/DC- 8 -</p><p>　　4.1.2 DC/AC- 10 -</p><p>　　4.2 控制電路- 10 -&

11、lt;/p><p>　　4.2.1 控制電路框圖- 10 -</p><p>　　4.2.2 UC3524芯片介紹- 11 -</p><p>　　4.2.3控制電路參數(shù)設計- 13 -</p><p>　　4.2.4 MOSFET IRF740介紹- 14 -</p><p>　　4.2.5 驅動電路- 15

12、-</p><p>　　4.2.6過流保護電路- 16 -</p><p>　　結 論- 18 -</p><p>　　致 謝錯誤!未定義書簽。</p><p>　　產(chǎn)考文獻- 19 -</p><p><b>　　1　緒論</b></p><p><b&

13、gt;　　1.1 課題背景</b></p><p>　　在現(xiàn)代汽車中，越來越多的生活、娛樂電器設備和通信設備在汽車中運用，充實人們的生活。這些設備要求汽車里能有一個逆變裝置，能將汽車電池產(chǎn)生的12V蓄電池直流電轉換成能使這些電器設備運行的220V/50Hz 的交流電。這個裝置就是車載逆變電源，又叫車載逆變器。有了車載逆變器便能把家里所有的小電器搬到車上使用，如筆記本電腦、DVD 、手機充電器、MP3等

14、，從而使人們在車里就有一種置身在家中的愜意感覺。重而體現(xiàn)出汽車的人性化設計，使人們更多的享受到娛樂新生活。另外作為電源，它是各種電子設備的核心，它有如人體的心臟，是所有電類設備的動力，是一種通用性很強的電子產(chǎn)品，在日常生活和各個行業(yè)里都得到廣泛應用，其質量、可靠性、轉換率和帶負載能力直接決定它的應用范圍和前景。因此，高性能的車載逆變器具有廣闊的市場需求，正受到越來越廣泛的重視。基于這樣的背景，開發(fā)一種體積小、重量輕、效率高、可靠性好的車

15、載逆變電源是有必要的。</p><p>　　1.2 逆變技術的現(xiàn)狀與發(fā)展</p><p>　　1.2.1 逆變技術的概述</p><p>　　DC-AC 逆變器是將直流電能變換成交流電能的裝置。逆變技術的種類繁多，大致可按照交流輸出能量的去向、功率流動的方向、功率變換的多少、輸出與輸入的電氣隔、功率拓撲結構、組成功率電路的器件、占空比的控制方式、控制技術等分類。&l

16、t;/p><p>　　現(xiàn)代逆變技術是建立在工業(yè)電子技術、半導體器件技術、現(xiàn)代控制技術、現(xiàn)代電力電子技術、半導體交流技術、脈寬調制技術（PWM）、磁性材料等學科基礎之上的一門實用性技術。</p><p>　　1.2.2 逆變技術發(fā)展趨勢</p><p>　　目前開關電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十千赫，采用 VTOSFFT 的開關電源轉化頻率可達幾百千赫。

17、為提高開關頻率，必須采用高速開關器件。對于幾百千赫以上開關頻率的電源?？衫弥C振電路，這種工作方式稱為諧振開關方式。它可以極大地提高開關速度，理論上開關損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關電源工作頻率的一種方式。</p><p>　　開關電源的技術追求和發(fā)展趨勢可以概括為以下四個方面：</p><p>　　1 小型化、輕量化、高頻化。在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及

18、變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。因此，高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。</p><p>　　2 高可靠性。我們知道，在一個系統(tǒng)中，元件數(shù)量越多，可靠性就越低;開關電源使用的元器件比連續(xù)工作電源少，因此提高了可靠性。電源的壽命由電解電容，光耦合器及排風扇等器件的壽命決定。所以，要從設計方面著眼，盡可能使用較少的元件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了

19、電路，提高了電器設備的壽命。</p><p>　　3 低噪聲。開關電源的缺點之一是噪聲大。單純地去追求高頻化，噪聲也因此會隨之增大。所以，盡可能地降低噪聲影響也是開關電源的又一發(fā)展方向。</p><p>　　4 采用計算機輔助設計。采用 MATLAB, PSPICE 和 SABER 等軟件設計最新變換拓撲和最佳參數(shù)，使開關電源具有最簡潔結構和最佳工況。在電路中引入微機檢測和控制，可構成多功

20、能監(jiān)測系統(tǒng)，可以實時檢測、記錄并自動報警等。通過計算機軟件的防震和模擬可以避免因自身設計問題，和元件參數(shù)的錯誤選擇而使設計目的和設計要求沒法達到而帶來的麻煩，模擬和仿真讓你更準確的把握電路的設計和應該考慮的方面，更直觀的變現(xiàn)出設計的效果，使設計方便和更有效率。</p><p><b>　　2　PWM控制原理</b></p><p>　　2.1 PWM波形的基本原理&l

21、t;/p><p>　　在采樣控制理論中有一個很重要的結論:沖量（沖量指窄脈沖的面積）相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。是指具有慣性環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同（低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異）例如圖2-la、b、c所示的三個窄脈沖形狀不同，圖2-1a為矩形脈沖，圖2-1b為三角形脈沖，圖2-1c為正弦半波脈沖，但它們的面積(即沖量)都等于l，那么，當他們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，

22、其輸出響應基本相同。脈沖越窄，其輸出的差異就越小。當窄脈沖變?yōu)閳D2-1d的單位脈沖函數(shù)δ(t)時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)[1]。</p><p>　　圖2-1 形狀不同但沖量相同的各種脈沖</p><p>　　2.2 PWM逆變電路及其控制方法</p><p>　　圖2-2 用PWM控制原理生成的正弦半波</p><p>　　目前

23、中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術，PWM逆變電路也可以分為電壓型和電流型兩種。根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM</p><p>　　波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得所需PWM波形，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，其結果都要變化。</p><p>　　通常采用等腰三角形波或鋸齒波作為PWM波的載波，等腰三角波用用最多，其任任一點水平高度

24、餓寬度成線性關系且左右對稱，任一平緩變化的調制信號波相交，交點控制器件的通斷，就可以的寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。當調制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波。如圖就是用PWM波代替正弦波的圖形[2]。</p><p>　　一般根據(jù)三角波載波在半個周期內方向的變化，可以分為兩種情況。三角波載波在半個周期內的方向只在一個方向上變化，所得到的PWM波形也只在一個方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制

25、方式，如圖2-3所示。如果三角波載波在半個周期內的方向是在正負兩個方向變化的，所得到的PWM波形也是在兩個方向變化的，這時稱為雙極性PWM控制方式，如圖2-4所示。</p><p>　　圖2-3 單極性PWM控制方式原理</p><p>　　圖2-4 雙極性PWM控制方式原理</p><p>　　2.3 PWM型逆變電路的控制方式</p><p&

26、gt;　　在PWM逆變電路中，載波頻率FC。與調制信號頻率FR之比N=FC/FR。根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM逆變電路可以有異步調制和同步調制兩種控制方式。1、異步指載波信號和調制信號不同步，通常保持載波頻率不變，信號頻率變化時，N變化，半個周期內，PWM脈沖個數(shù)不定。相位不定，不對稱。2、同步即N為定值，半個周期內，PWM脈沖個數(shù)一定。相位一定，對稱。</p><p>　　2.4 SPWM

27、波形的生成方法</p><p>　　根據(jù)前面講述的PWM逆變電路的基本原理和控制方法，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對功率開關器件的通斷加以控制，就可以生成SPWM波形。但是這種模擬電路存在結構復雜，難以實現(xiàn)精確的控制的問題。隨著大規(guī)模集成電路芯技術的飛速發(fā)展，越拉越多的芯片在SPWM波形的產(chǎn)生上得以運用，例如，UC3524、UC3525、HEF4752和S

28、LE4520等這些集成芯片做適當?shù)倪B接均可以產(chǎn)生SPWM波形，采用集成芯片可以簡化硬件電路，降低成本，提高可靠性。</p><p><b>　　3　總體方案</b></p><p>　　本逆變電源輸入端為蓄電池（＋12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，220V）。其結構框圖如圖1所示。</p><p>　　圖3-1

29、 逆變電源結構框圖</p><p>　　如上面的結構框圖，圖3-1所示：主要包括了DC-AC高頻升壓斬波模塊、逆變橋逆變、控制電路、過流保護LC濾波等部分組成，功能完整，結構緊湊。目前，構成DC/AC逆變的新技術很多，但是考慮到具體的使用條件和成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC逆變。首先由DC/DC變換將DC12V電壓由Boost升壓斬波電路得到一個穩(wěn)定的約320V直流電壓

30、；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩(wěn)定的直流電壓逆變?yōu)橛行е瞪源笥?20V的方波電壓；再經(jīng)LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz交流電壓，以驅動負載。</p><p>　　4　系統(tǒng)硬件電路設計</p><p><b>　　4.1 主電路</b></p><p><b>　　圖4-1 主電路圖</b></

31、p><p>　　圖4-1示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。汽車蓄電池電壓12V，此電壓經(jīng)過Boost電路進行升壓，在直流環(huán)上得到一個符合要求的直流電350V(50Hz/220V交流輸出時)。DC/AC變換電路采用全橋逆變電路。最后經(jīng)LC濾波電路濾波得到所需的交流電源。</p><p>　　4.1.1 DC/DC</p><p>　　圖4-2 Boost升壓電路</p

32、><p>　　boost 升壓電路，是一種開關直流升壓電路，它可以使得輸出電壓比輸入電壓高?；倦娐穲D見圖4-2。</p><p>　　假定那個開關MOS管已經(jīng)斷開了很長時間，所有的元件都處于理想的狀態(tài)下，電容電壓等于輸入電壓。下面我們分充電和放電兩個部分來說明這個電路。在充電過程中，當MOS管導通，等效電路如圖4-3，MOS管處用導線代替。這時，輸入電壓流過電感。二極管防止電容對地放電。由于

33、輸入的是直流電，所以電感上的電流會以一定的比率線性增加，這個比率則和電感大小有關的。隨著電感電流增加，電感就儲存了一些能量。</p><p>　　圖4-3 充電過程圖</p><p>　　放電過程時如圖4-3，這是當MOS管關斷時的等效電路圖。當MOS管關斷，由于電感具有電流保持特性，流經(jīng)電感的電流不會馬上變?yōu)?，而是緩慢的由充電完畢時變?yōu)?。而原來的電路已斷開，于是電感只能通過新電路放電

34、，這樣就使得電感開始給電容充電，電容兩端電壓升高，此時電壓已經(jīng)高于輸入電壓了。升壓完畢。</p><p>　　圖4-4 放電過程圖</p><p>　　其實升壓過程就是一個電感的能量傳遞的過程。充電時，電感吸收能量，放電時電感放出能量。如果在電容量足夠大的情況下，那么在輸出端就可以在放電過程中保持一個持續(xù)電流的存在。如果使這個通斷的過程不斷重復，就可以在電容兩端得到高于輸入電壓的電壓[3]

35、。</p><p>　　4.1.2 DC/AC</p><p>　　圖4-5示出了單相全橋逆變的主電路。它共有四個橋臂，可以看成由兩個板橋電路組成，每組同時接通或斷開，兩組開關輪流工作，在一個周期中的短時間內，四個開關將處于斷開狀態(tài)。四個開關導通(或關斷)占空比值均相等。</p><p>　　圖4-5 單相全橋逆變的主電路</p><p>　

36、　在給M1、M4加觸發(fā)脈沖，使得這兩個MOS管導通，電流流過M1的漏極，經(jīng)過輸出濾波電路回到M4的漏極。當M3和M4柵極信號反向，M4截止，因為負載電感中的電流I不能突變，M3不能立刻導通，D3導通續(xù)流。因為M1和M3同時導通，所以輸出電壓為零。當M1和M2柵極信號反向，M1截止，而M2不能立刻導通，D2導通續(xù)流，和D3構成電流通道，輸出電壓為-VDC。到負載電流過零并開始反向時，VD2和VD3截止，M2和M3開始導通，負載電壓仍為-V

37、DC。當M3和M4柵極信號再次反向，M3截止,而M4不能立刻導通，D4導通續(xù)流，負載電壓為零。之后的過程與前面類似。這里我們可以通過移相調壓的方法來調節(jié)輸出電壓[4]。</p><p><b>　　4.2 控制電路</b></p><p>　　4.2.1 控制電路框圖</p><p>　　控制電路的框圖如圖4-6。</p><

38、;p>　　圖4-6 控制電路框圖</p><p>　　由集成芯片ICL8O38生成的正弦波信號發(fā)生電路所產(chǎn)生的正弦信號分兩路，一路加到精密全波整流電路，經(jīng)過精密全波整流后，產(chǎn)生饅頭波uc，此饅頭波uc再和帶有1V基準的加法器相加，得到幅值提高了的饅頭波ud。ud再輸入到集成芯片UC3524內，然后產(chǎn)生一系列脈沖寬度不等、幅值相等的矩形波，即經(jīng)過調制后的SPWM波。另一路正弦信號加到比較器，經(jīng)過比較器后，產(chǎn)生

39、正負半波對稱的方波，此方波和前面產(chǎn)生的SPWM波共同輸入到分相電路，然后產(chǎn)生兩路只在每半個周期內具有SPWM波的信號uf和ug，再用uf和ug來分別驅動橋式電路的兩對對角臂上的MOS管，在此過程中要經(jīng)過驅動放大[5]。</p><p>　　4.2.2 UC3524芯片介紹</p><p>　　UC3524是一種應用極為廣泛的PWM波形發(fā)生器集成電路最先由美國UNITRODE公司生產(chǎn)，現(xiàn)世界

40、上許多公司都生產(chǎn)這種產(chǎn)品、國產(chǎn)的CW3524(北京半導體五廠、驪山微電子研究所生產(chǎn))等。UC3524采用標準雙列直插式16引腳(DIP-16)集成電路封裝。它的引腳排列和內部結構如圖4-8所示。</p><p>　　圖4-7 UC3524管腳圖</p><p>　　圖4-8 UC3524內部結構圖</p><p>　　UC3524工作過程是這樣的：</p>

41、;<p>　　直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5V基準電壓。+5V再送到內部(或外部)電路的其他元件作為電源。振蕩器的7腳須要外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩電路的一個雙門限電壓從基準電壓取得，它的高門限電壓VH=3.9V，低門限電壓VL=0.9V，UC3524內部恒流源向CT進行充電，使得斷電壓VC線性上升，從而構成了鋸齒波的上升沿，當VC=VH時比較

42、器動作，其充電過程結束，當比較器動作時則使放電電路接通，CT進行放電，VC下降并形成鋸齒波的下降沿，當VC=VL時則比較器動作，放電過程結束，完成了一個工作循環(huán)。振蕩器的頻率f由外接電阻RT和電容CT共同來決定，F(xiàn)=1.18/RTCT。在這次設計種將Boost電路的開關頻率設定為10kHz，取CT=0.22uF，RT=5kΩ。逆變橋開關頻率也定為10kHz，取CT=0.22uF，RT=5kΩ。振蕩器的輸出可分為兩路：一路以時鐘脈沖的形式

43、送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器以及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端。比較器的反向端接誤差放大器的輸出。</p><p>　　誤差放大器由兩級差分放大器構成，其直流開環(huán)放大倍數(shù)為80dB左右。1號腳為其反向輸入端，2號腳為其同相輸入端。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，UC3524-1芯片的1號腳接控制反饋信號電壓，2號腳接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而使得在比較

44、器的輸出端出現(xiàn)了一個隨著誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖信號，再將此方波脈沖信號送到或非門的一個輸入端?；蚍情T的另兩個輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個輸出端互補交替輸出高低電平，這樣的作用是將PWM脈沖交替送至V1、V2的基極，鋸齒波在此的作用是加入了死區(qū)時間，UC3524輸出末級采用了推挽電路輸出，驅動場效應管時開關速度將會更快，11腳和14腳相位相差為180°，由于開環(huán)滯后的存在，使輸出

45、和吸收間出現(xiàn)重迭導通。則在重迭處有一個電流尖脈沖，持續(xù)時間約為10ns。我們可以在13腳處接一個約0.1uf的電容濾去電壓尖峰。兩塊UC3524都為并聯(lián)使用。當10號引腳上加高電平時，可實現(xiàn)對輸出脈沖的封鎖，可用來實現(xiàn)過流保護[6]。</p><p>　　4.2.3控制電路參數(shù)設計</p><p>　　利用UC3524生成SPWM信號，按照上述UC3524的工作原理，要得到SPWM波，必須

46、得到一個幅值在1-3.5V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到UC3524-2內部，并與鋸齒波比作較，就可以得到正弦脈寬調制波。關鍵是怎么樣產(chǎn)生正弦波信號，我們設計的正弦波信號發(fā)生電路如圖4-9所示。</p><p>　　圖4-9 正弦波信號發(fā)生電路</p><p>　　在這里我們先介紹下ICL8038，ICL8038采用的是肖特基勢壘二極管等工藝制成的集成芯片，電源電壓范圍寬、穩(wěn)定度高、精

47、度高等優(yōu)點，外部只需要接比較少的元件就可以工作，能同時產(chǎn)生方波、三角波和正弦波，ICL8038的函數(shù)波形受內部和外部電壓控制。由于ICL8038集成芯片產(chǎn)生的正弦波是三角波經(jīng)由非線性網(wǎng)絡變換而得，該芯片的12腳的可調電阻R和另一個可調電阻R1就是為調節(jié)輸出的正弦波失真度而設置的，我們可以調節(jié)12腳的所接的可調電阻來實現(xiàn)這一目的，效果比較明顯。ICL8038引腳和具體的接法如圖4-9所示，正弦波ua由函數(shù)發(fā)生器ICL8038產(chǎn)生。正弦波的

48、頻率由R1、R2和C來共同決定，f=0.15/(R1+R2)C，為了調試的方便，我們將R1、R2都用可調電阻。在實驗中我們測得當f=50Hz時，R1+R2=9.7kΩ，其中C=0.22uF。當正弦波信號產(chǎn)生后，一路經(jīng)過精密全波整流，得到饅頭波uc，另一路則經(jīng)過比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波ub。uc與1V基準經(jīng)過加法器后得到ud并輸入到UC3524-2的l號腳同向輸入端，2腳與16腳相連，這樣使得ud和經(jīng)振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波將在&

49、lt;/p><p>　　4.2.4 MOSFET IRF740介紹</p><p>　　IRF740屬于Vishay的第三代Power MOSFETS。IRF740為設計者提供了轉換快速、堅固耐用、低導通阻抗和高效益的強力組合。新系列的低電荷Power MOSFET IRF740LC則具有比傳統(tǒng)MOSFETS比較明顯的低柵電荷。利用新型的LCDMOS技術，IRF740LC性能得到增強并且無需增

50、加額外的成本，簡化了柵極驅動的需求，從而節(jié)省了系統(tǒng)總體開銷。此外，在大量的高頻應用中，IRF740LC減少了轉換損耗，效能得到了強化。TO-220封裝的IRF740普遍適用于功耗在50W左右的工商業(yè)應用，低熱阻和低成本的TO-220封裝，使IRF740得到業(yè)內的普遍認可和好評。SMD-220封裝的IRF740適用于貼片安裝，比起現(xiàn)有的任何其他貼片封裝，可說是功率最高，導通阻抗最低。IRF740的SMD-220封裝可適應高強度電流的應用。

51、IRF740最高耐壓400V，電流10A，功耗125W，N型溝道，這里我們應用IRF740 作為本次設計的MOS管[8]。</p><p>　　4.2.5 驅動電路</p><p>　　圖4-10 IR2110內部結構電路圖</p><p>　　IR2110是IR公司生產(chǎn)的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現(xiàn)對MOSFET和IGBT的最優(yōu)驅動，同時

52、還具有快速完整的保護功能，因而它可以提高控制系統(tǒng)的可靠性，減少電路的復雜程度。</p><p>　　IR2110采用CMOS工藝制作,邏輯電源電壓范圍為5-20V,適應TTL或CMOS邏輯信號輸入,具有獨立的高端和低端2個輸出通道，懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V。IR211O內部有三個部分組成:邏輯輸入，點電平平移及輸出保護。由于邏輯信號電平耦合電路連接到各自的通道上,容許邏輯電路參考地(VSS

53、)與功率電路參考地(COM)之間有25V和+5V的偏移量,并且能夠有效屏蔽小于50ns的脈沖,這樣有較理想的抗噪聲效果。采用CMOS施密特觸發(fā)輸入,以提高抗干擾的能力。本設計中全橋逆變電路的功率開關管的驅動電路如圖4-11所示[9]。</p><p>　　圖4-11 MOSFET驅動電路</p><p>　　圖4-11,以半橋為例,C3為自舉電容,VCC經(jīng)D2給C3充電，C3為1.0μF。

54、IR2110的開通與關斷傳輸延遲時間基本匹配,開通傳輸延遲時間比關斷傳輸延遲時間長25ns,這樣保證了功率管M1和M2在工作時不會發(fā)生同時導通的情況,從而避免了直通故障的產(chǎn)生。IRF740的柵源極的驅動電壓為20V,電路中D5和D6穩(wěn)壓二極管限制了所加柵極電壓,另外電阻R3和R4進行分壓,同時也降低了柵極電壓。由于直流電源的電壓應在20-30V之間,對于不符合的電壓源,通過將IR2110的引腳11即shutdown置高電平,用來達到欠壓

55、和過壓保護的目的[10]。</p><p>　　4.2.6過流保護電路</p><p>　　過流保護是利用UC3524的10腳即shutdown置高電平用來封鎖脈沖輸出的功能。當10腳為高電平時，UC3524的11腳及14腳上輸出的脈寬調制脈沖將會立即消失。過流信號取自電流互感器(取在UC3524-2芯片濾波電路前)，經(jīng)整流后得到電流信號加至如圖4-12所示的過流保護電路上。過流信號被加到

56、電壓比較器LM339的同相端。當過流信號使同相端電平比反相端參考電平高時，則比較器將輸出高電平，那么二極管D2將會從原來的反向偏置狀態(tài)轉變?yōu)檎驅顟B(tài)，并使得同相端電位置高電平，在這一過程中使得電壓比較器一直穩(wěn)定的輸出高電平從而封鎖信號脈沖，則Boost電路停止工作，在正常狀態(tài)下，比較器輸出的電平為零，是不會影響B(tài)oost電路的正常工作的[11]。</p><p>　　圖4-12 過流保護電路</p>

57、;<p><b>　　結 論</b></p><p>　　本論文根據(jù)任務書要求，闡述了如何對單相逆變電源的設計，介紹了逆變電源的發(fā)展背景，描述了PWM的原理和控制方法，論文設計內容主要包括DC/DC的升壓，DC/AC的逆變，正弦波的發(fā)生電路， MOS管的驅動過，流保護。總結全文得如下結論：</p><p>　?。?）車載逆變DC/DC的升壓過程通過對M

58、OSFET的開通和關斷的控制，使得電感不停的進行充放電過程，從而使得電容兩端保持一個穩(wěn)定的升高了的電壓。</p><p>　?。?） 在DC/AC的逆變過程中，通過單相全橋逆變電路得到一個220V/50HZ的交流電。</p><p>　?。?）在全橋逆變的過程中，我們需要對MOS管組成兩隊橋臂進行控制，在這里我們采用了IR2110來驅動，通過IR2110能使我們的電路更簡單有效。</

59、p><p>　?。?）在電路中我們需要對輸出的電流大小加以限定，這時我得需要加過流保護，當電流超過某一值時，我們要對SG3524的10腳輸入高電平封鎖脈沖，起到一個保護的作用。</p><p>　　當然完善的方面還有很多，比如說驅動各芯片的驅動電源在這里沒有介紹，沒有對設計的電路進行MATLAB的仿真等等。</p><p><b>　　文獻</b>

60、</p><p>　　[1] 張云亮.基于DSP的車載逆變電源的研究[D].哈爾濱:哈爾濱工業(yè)大學，2008年6月.</p><p>　　[2] Zainal Salam.SPWM.[EB/OL],[2010-11-20].</p><p>　　http://encon.fke.utm.my/notes/SPWM.pdf</p><p>　　

61、[3] 王兆安，黃俊.電力電子技術[M].第四版.北京:機械工業(yè)出版社,2000.5.</p><p>　　[4] 黃靖.基于PIC單片機的純正弦車載逆變電源設計[J].海峽科學，2008年，第八期：48-51.</p><p>　　[5] 朱代祥.單相正弦脈寬調制逆變電源的設計[D].四川大學，2004-3-25</p><p>　　[6] 王鵬. 基于單片機控制

62、的車載高頻鏈逆變電源的研制[D].河北：河北工業(yè)大學，2007年1月</p><p>　　[7] 周志敏.逆變電源實用技術[M].北京：中國電力出版社，2005-3. </p><p>　　[8] IRF740概述.[EB/OL],[2011-2-3].</p><p>　　http://www.waveshare.net/Shop/IRF740%20(Vishay

63、)-Price.htm</p><p>　　[9] 李政，單曉慶.一種低成本的車載逆變電源[J].電源技術應用.2004,7（7）：431-434</p><p>　　[10] 袁佑新，李波，辛華強，宋文玨.基于PWM控制器KA7500B的逆變電源設計[J].通信電源設計.2006,3,25(23):13-15</p><p>　　[11] 張敏.高頻鏈車載逆變電源