svpwm控制的三電平逆變電源設(shè)計【畢業(yè)論文】

1、<p>　　本科畢業(yè)論文(設(shè)計)</p><p>　題 目：SVPWM控制的三電平逆變電源設(shè)計</p><p>　學(xué) 院：</p><p>　學(xué)生姓名：</p><p>　專 業(yè)：電氣工程及其自動化</p><p>　班 級：</p><p>　指導(dǎo)教師：<

2、;/p><p>　起止日期：</p><p>　　SVPWM控制的三電平逆變電源設(shè)計</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　從20世紀(jì)五十年代到現(xiàn)在電力電子技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，應(yīng)用于各個行業(yè)中，在低壓小功率的用電領(lǐng)域，電力電子技術(shù)已經(jīng)有了成熟的技術(shù)，所以電力電子的研究重點將放在高壓大功率的工業(yè)和輸配

3、電領(lǐng)域。在這些方面二電平逆變器已越來越無法滿足人們的需求，再加上近幾年因為功率器件水平?jīng)]有本質(zhì)突破，所以研究的重點放在了改善電路拓?fù)浜涂刂品椒ㄉ稀Ｆ陂g提出了很多解決的辦法，其中包括多電平逆變技術(shù)，其主要優(yōu)點為：電平數(shù)目越高 ，輸出的電壓諧波含量越低，開關(guān)頻率低，開關(guān)損耗小，器件應(yīng)力小，無需動態(tài)均壓。三電平逆變器就是多電平逆變中應(yīng)用廣泛的一種，三電平逆變器相對于兩電平逆變器的主要優(yōu)點:串聯(lián)連接使得在沒有增加開關(guān)器件負(fù)荷電壓的基礎(chǔ)上增加了電

4、壓電平；三電平逆變器多階輸出波形更接近正弦波，逆變器輸出的dv/dt也會減少；在同樣的開關(guān)頻率下, 多電平逆變器的輸出波形相對二電平逆變器來說，由于有更多的電平數(shù), 能達到更低的諧波畸變。所以三電平逆變器自開發(fā)之后得到了廣泛的應(yīng)用，尤其在大容量和高壓的場合，而在三電平逆變器的多種控制策略中，SVPWM又以調(diào)制比大、能夠優(yōu)化輸出電壓波形、易于數(shù)字實現(xiàn)、母線電壓利用率高等優(yōu)點，成為人</p><p>　　關(guān)鍵詞：三電

5、平逆變器；SVPWM；二極管箝位式</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Power electronics technology has been rapid development from the 1950s to the present, Applied to various industries, In the low-v

6、oltage low-power electric field, Power electronics technology has been a mature technology, Power electronics research will focus on the industrial and power transmission and distribution of high-voltage high-power field

7、. Two - level inverter in these areas has become increasingly unable to meet the needs of people, In recent years, coupled with the level of power dev</p><p>　　Keywords: three-level inverter; SVPWM;NPC </

8、p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　前言1</b></p><p><b>　　第1章 緒 論2</b></p><p>　　1.1 本文的設(shè)計任務(wù)2</p><p>　　1.2 本文的設(shè)計方案2</p>

9、<p>　　第2章 三電平逆變器3</p><p>　　2.1三電平逆變器的定義3</p><p>　　2.2三電平逆變器的分類4</p><p>　　2.3三電平逆變器的工作原理7</p><p>　　第3章 三電平SVPWM控制原理8</p><p>　　3.1SVPWM的基本原理8</

10、p><p>　　3.2SVPWM扇區(qū)的判斷9</p><p>　　3.3SVPWM在六邊形基礎(chǔ)上的改進14</p><p>　　第4章 主電路的選型與設(shè)計20</p><p>　　4.1 整流變壓器容量計算及選型20</p><p>　　4.2 整流電路的計算與器件選型20</p><p>

11、;　　4.3三電平逆變電路參數(shù)計算與器件選型21</p><p>　　4.4濾波電路的計算與設(shè)計21</p><p>　　4.5主電路保護電路的設(shè)計22</p><p>　　第5章 控制電路的設(shè)計與計算26</p><p>　　第6章 基于ORCAD的三電平逆變電源仿真27</p><p>　　第7章中點電壓

12、平衡策略29</p><p><b>　　結(jié)論35</b></p><p><b>　　致謝36</b></p><p><b>　　參考文獻37</b></p><p><b>　　前言</b></p><p>　　電力電

13、子技術(shù)是一門利用電力電子器件對電能進行控制和轉(zhuǎn)換的技術(shù)。它通過使用電力半導(dǎo)體器件，應(yīng)用電路和設(shè)計理論及分析開發(fā)工具來實現(xiàn)對電能的高效變換和控制。它介于電力、電子和控制之間，是一門滲透了多種學(xué)科理論的綜合性交叉學(xué)科。電力電子技術(shù)主要包括三個方面的內(nèi)容：電力電子器件，變流電路和控制電路。并且，隨著科學(xué)技術(shù)的進一步發(fā)展，它將與現(xiàn)代控制理論、材料科學(xué)、微電子技術(shù)，計算機技術(shù)及電機工程等學(xué)科產(chǎn)生更加密切的聯(lián)系。</p><p&

14、gt;　　隨著近幾年電力電子科學(xué)技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用，社會上電子設(shè)備的種類也變得越來越多，同時對這些電子設(shè)備的要求也越來越高。</p><p>　　逆變器是整流器的逆向變換裝置，它的作用是通過半導(dǎo)體功率開關(guān)器件的開通和關(guān)斷作用，把直流電能變換成交流電能。因此，這是一種電能變換裝置。由于它是通過半導(dǎo)體功率開關(guān)器件的開通和關(guān)斷來實現(xiàn)電能轉(zhuǎn)換的，雖然它的轉(zhuǎn)換效率比較高，但轉(zhuǎn)換輸出的波形卻是一個含有相當(dāng)多諧波分量的方波。但對

15、多數(shù)負(fù)載而言，它們所需要的是正弦波輸入。所以，如何通過控制半導(dǎo)體開關(guān)器件的開通和關(guān)斷來使得逆變器的輸出為正弦波或是盡可能性地接近正弦波，就成了一項極為重要的研究課題。 傳統(tǒng)的逆變器可以輸出兩個電平狀態(tài)，故稱為兩電平逆變器。它的實現(xiàn)和控制相對簡單，但若把它應(yīng)用于高壓大容量的場合，當(dāng)逆變器的開關(guān)頻率較高時就會產(chǎn)生一系列問題，如：開關(guān)損耗增加，電磁干擾加大，諧波分量增多，輸出波形變差，電壓變化率和電流變化率過大引起開關(guān)應(yīng)力較大等等。在

16、這種背景下，人們提出了多電平逆變器。</p><p>　　多電平逆變器是在1981年由Nabae等人提出的“中點箝位PWM逆變器”的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，其后在高壓大功率調(diào)速器方面得到了廣泛的應(yīng)用。多電平逆變器能夠提供電壓較高、容量較大的逆變電源, 在很多場合已經(jīng)得到了廣泛應(yīng)用。在實現(xiàn)了高電壓、大容量的同時, 其性能也比普通兩電平逆變器有了很大的提高，其優(yōu)點是輸出波形好、器件承受的電壓應(yīng)力小、 開關(guān)損耗低等,成為人們

17、研究的熱點課題。</p><p>　　三電平逆變器是多電平逆變器中最簡單、最實用的一種。與兩電平逆變器相比, 三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主要優(yōu)點是:器件具有兩倍的正向阻斷電壓能力, 能夠減少諧波和系統(tǒng)損耗;從輸出性能指標(biāo)來看, 三電平的開關(guān)頻率是兩電平的1/ 5, 電壓變化率比兩電平降低一半;主電路電流中含有的脈動成分少, 轉(zhuǎn)矩脈動和電磁噪聲低。鑒于上述優(yōu)點, 三電平逆變器作為逆變電源已被廣泛應(yīng)用, 與傳統(tǒng)的逆變器相比，目

18、前以二極管中點箝位型結(jié)構(gòu)為代表的三電平逆變器更適合用于控制高電壓、大功率電機，且具備輸出電壓波形諧波含量低，跳變引起的電磁干擾小等優(yōu)點。</p><p><b>　　第1章 緒 論</b></p><p>　　1.1 本文的設(shè)計任務(wù)</p><p>　　本課題設(shè)計一個容量大小為60KVA的逆變電源，要求采用電壓型的二極管箝位式三電平逆變電路，采

19、用SVPWM控制方式。此逆變電源采用三相市電經(jīng)變壓器變壓供電，逆變電源的頻率為50Hz，要求設(shè)計主電路具體結(jié)構(gòu)，控制電路以及相應(yīng)的過壓和過流保護電路，并解決中點電壓平衡問題。設(shè)計指標(biāo)：輸出額定線電壓為600V，輸出額定電流可達60A，濾波總含量在3%以內(nèi)，當(dāng)輸出從空載到額定負(fù)載時，電壓下降率要小于3%。設(shè)計出的電路利用ORCAD軟件進行仿真，得出仿真結(jié)果。</p><p>　　1.2 本文的設(shè)計方案</p&

20、gt;<p>　　本次設(shè)計的三電平逆變電源的電路由變壓器、整流濾波電路、控制電路等構(gòu)成，如圖1.1所示。</p><p><b>　　圖1.1設(shè)計方案圖</b></p><p>　　第2章 三電平逆變器</p><p>　　2.1三電平逆變器的定義 </p><p>　　近年來隨著多電平逆變器在中高壓大容量

21、變換中的廣泛應(yīng)用，人們開始著力研究新型的電路拓?fù)浜涂刂撇呗浴Ｆ渲卸嚯娖侥孀兤魇侵篙敵鲭妷旱牟ㄐ未笥诨蛘叩扔谌哪孀兤?，多電平逆變器在大容量、高壓的場合得到了越來越多的?yīng)用。在多平逆變器的多種控制策略中，空間矢量調(diào)制(SVPWM)算法具有調(diào)制比大、能夠優(yōu)化輸出電壓波形、易于數(shù)字實現(xiàn)、母線電壓利用率高等優(yōu)點，成為人們關(guān)注的熱點。</p><p>　　多電平逆變器的一般結(jié)構(gòu)是有幾個電平臺階成階梯波以逼近正弦輸出電壓。在

22、過去兩電平逆變器的高壓大容量應(yīng)用中，往往采用功率開關(guān)器件的串并聯(lián)方式，這就要求所有串并聯(lián)的開關(guān)器件必須同時開通和關(guān)斷，所有開關(guān)器件的開關(guān)特性要完全一致。而由于器件匹配的困難使開關(guān)器件的利用因數(shù)降低，使這種方案非常麻煩甚至很難實現(xiàn)。許多情況下也采用交一直一交變頻方式，在這種方式中，或是將多個低壓小容量變換器采用多重化獲得高壓大功率，或是在交流輸久側(cè)和交流輸出側(cè)分別采用低壓變換器。很明顯，以上兩種方法均采用了笨重、昂貴、耗能的變壓器，且對于

23、第二種方法還會出現(xiàn)中間環(huán)節(jié)電流過大，系統(tǒng)效率下降，可靠性降低，低頻時能量傳輸困難等諸多缺點，人們希望采用直接的高壓變換器方式，這就對變換器所用器件提出了更高的要求，特別是需要承受很高的電壓應(yīng)力，因此，人們提出了一種通過變換器自身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的改進，達到既無需升降壓變壓器，又無須均壓電路的多電平變換器。</p><p>　　多電平逆變器作為一種新型的逆變器類型，其產(chǎn)生的背景是為了克服傳統(tǒng)逆變器較高的dv／dt，di／d

24、t所引起的開關(guān)應(yīng)力等缺點，出發(fā)點是通過對主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的改進，使所有功率器件工作在基頻以下，達到減小開關(guān)應(yīng)力，改善輸出波形的目的，但因多電平電路所需的功率器件較多，所以從提高性能比角度，它更適合于大功率場合。其中三電平逆變器是多電平逆變器中最簡單、最實用的一種。與兩電平逆變器相比 , 三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主要優(yōu)點是: 器件具有兩倍的正向阻斷電壓能力 , 能夠減少諧波和系統(tǒng)損耗; 從輸出性能指標(biāo)來看 , 三電平的開關(guān)頻率是兩電平的 1/ 5

25、, 電壓變化率比兩電平降低一半; 主電路電流中含有的脈動成分少 , 轉(zhuǎn)矩脈動和電磁噪聲低。</p><p>　　目前為止，三電平逆變電路已進入實用化階段，對其進行研究和分析很有實際意義。三電平逆變技術(shù)在國外已逐步進入實用階段，但國內(nèi)還處于萌芽狀態(tài)，有大量的工作需國內(nèi)研究者去做，且市場需求旺盛。隨著新型電力電子器件及DSP智能控制芯片的迅速普及，這一技術(shù)必將在大功率應(yīng)用場合大顯身手。IGCT和高壓IGBT等新型器件

26、近來的發(fā)展使PWM逆變器在工業(yè)及牽引應(yīng)用中成本降低的同時性能也得到改善。傳統(tǒng)直流電流源供電及直流電壓源供電GTO逆變器正逐漸被使用IGCT及IGBT的兩電平或三電平PWM逆變器所取代，隨著減少電磁和噪聲等環(huán)境標(biāo)準(zhǔn)的提高，三電平逆變器方案必將得到廣泛的應(yīng)用。</p><p>　　多電平逆變器相比原來的二電平逆變器具有很多的優(yōu)點，其中包括：在相同的開關(guān)頻率之下，多電平逆變器可以增加逆變器的容量，降低高次諧波，消除通向

27、諧波；多電平逆變器相比二電平逆變器開關(guān)頻率小損耗低，從而提高效率。三電平逆變器則是現(xiàn)階段被運用的最廣泛的一種多電平逆變器。</p><p>　　2.2三電平逆變器的分類</p><p>　　三電平逆變器的分類主要是通過對主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的區(qū)分，三電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在二電平逆變器的基礎(chǔ)上進行了改良，從而降低了開關(guān)器件的工作頻率減小了開關(guān)器件應(yīng)力、降低輸出電壓諧波含量等。按拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)三電平逆變器

28、可分為二極管箝位型三電平逆變器、級聯(lián)型三電平逆變器和飛跨電容箝位型三電平逆變器。</p><p>　　一：二極管箝位型三電平逆變器</p><p>　　二極管箝位型逆變器又可以稱為中性點箝位型逆變器。最早由日本的 Akria Nabae 等在 1980 的 IEEE 工業(yè)應(yīng)用年會上提出。其電路結(jié)構(gòu)和傳統(tǒng)兩電平的電路結(jié)構(gòu)的區(qū)別是在每相橋臂的上增加了兩只功率管和二極管，其電路結(jié)構(gòu)以兩電平逆變器

29、為基礎(chǔ)，把直流側(cè)電容數(shù)量增加到兩個，每相橋臂開關(guān)管數(shù)量四個變成了兩個，并在每相橋臂上增加箝位二極管。從而在正、負(fù)兩種電平的基礎(chǔ)上，加入了一個0電平，變成三電平，使得輸出電壓波形的正弦度提高，波形質(zhì)量有一定改善。具體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖2.1所示,</p><p>　　圖2.1 二極管箝位型三電平逆變器</p><p>　　從圖2.1可 看出：直流輸入電壓源為 UD，分壓電容 C1 和 C2 大小

30、相同，所以每個電容上的壓降為 UD/2，對 A 相橋臂進行分析，當(dāng)功率管 VT1 和 VT2 導(dǎo)通，功率管 VT3 和 VT4截止時，直流電壓 UD經(jīng)過功率管 VT1 和 VT2 向負(fù)載供電，A 點的電壓值為 UD，當(dāng)負(fù)載向直流電源充電，二極管 D1 和 D2 導(dǎo)通時，A 點的電壓值也為 UD；當(dāng)功率管 VT2 和 VT3導(dǎo)通，功率管 VT1 和 VT4 截止時，分壓電容 C2 進過二極管 VD1 和功率管 VT2 向負(fù)載供電，A 點的

31、電壓值為 1/2 UD，當(dāng)負(fù)載向電源側(cè)充電，經(jīng)過功率管 VT3 和二極管 VD2 向電容 C2 充電，A 點電位也為 1/2 UD；當(dāng)功率管 VT1 和 VT2 截止，功率管 VT3 和 VT4 導(dǎo)通時，A 點電位和直流電壓的零點電位相同為 0。</p><p>　　二極管箝位式逆變器特點有：</p><p>　　(1)每個開關(guān)器件承受的直流側(cè)電壓值降低為直流側(cè)電壓值的一半；波形質(zhì)量得到改

32、善的同時降低了開關(guān)頻率；</p><p>　　(2)電壓上升率dv／dt降低為兩電平變流器的一半；</p><p>　　(3)輸出電壓電平數(shù)的增多，每個電平相對幅值降低，電壓變化減小，電流脈動降低，降低了電磁干擾；</p><p>　　(4)三相中某項輸出電壓為零時有電流流入或流出直流側(cè)電容中點，當(dāng)流入與流出電流不相等時造成上下電容電壓不等，中點電位漂移，影響輸出電

33、壓波形質(zhì)量；</p><p>　　(5)同一橋臂上的功率器件的開關(guān)頻率不同，橋臂中部的功率開關(guān)和靠近直流母線側(cè)的功率開關(guān)相比，前者的導(dǎo)通時間遠大于后者，所承擔(dān)的負(fù)荷也較重。造成開關(guān)器件的利用率不同。</p><p>　　二極管箝位式逆變器也有它自己的缺點：</p><p>　?。?）箝位二極管要求耐壓等級高，數(shù)量多，增加了系統(tǒng)的硬件成本。</p>&l

34、t;p>　?。?）同一橋臂上開關(guān)器件在每個電壓周期內(nèi)開通次數(shù)不同，中間兩個開關(guān)管開通時間要比上下開關(guān)管開通時間長，負(fù)荷分配不同，造成開關(guān)器件的利用率不同。（3）當(dāng)兩電容之間的中點 O 和三相負(fù)載的某一項相連時，流入或流出電容的電流不同會造成上下電容上的分壓偏離 UD/2，引起中點電位的波動，影響輸出電壓質(zhì)量。</p><p>　　二：飛跨電容型三電平逆變器</p><p>　　為了解

35、決二極管箝位型三電平逆變器只保證橋臂上下兩只開關(guān)器件電壓箝位在 UD/2，而無法保證中間兩只開關(guān)器件的電壓箝位在 UD/2 的問題，法國的 Meynard T A 和 FochH 在 1992 年的電力電子專家會議上提出了飛跨電容箝位型三電平逆變器，飛跨電容式逆變器其拓?fù)淙鐖D2.2所示，與二極管箝位式相比，飛跨電容式逆變器用電容取代了箝位二極管，即通過電容來進行箝位。</p><p>　　圖2.2飛跨電容型三電平

36、逆變器單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖</p><p>　　由圖2.2 可知，C1、C2 和 C3 為飛跨電容，在電路穩(wěn)定工作時，飛跨電容上的壓降為1/2 UD，飛跨電容箝位型三電平逆變器輸出電平狀態(tài) UD、1/2 UD和 0 的過程和二極管箝位型逆變器分析過程相同，優(yōu)點是保證了輸出電壓三電平波形質(zhì)量，沒有使用分壓電容和箝位二極管，與二極管箝位式逆變器相比，它的開關(guān)選擇更為靈活。在合成同一空間電壓矢量時有較多的選擇，以使直流側(cè)電容

37、電壓保持均衡，從而對該種拓?fù)涞哪孀兤骺刂撇呗赃M行優(yōu)化。但同時在省去大量二極管的同時又引入了大量電容，使得系統(tǒng)的體積和成本增加，增加了機械結(jié)構(gòu)設(shè)計的難度，控制方法也較復(fù)雜，其次因為在輸出同一電平時有不同的開關(guān)組合，使得系統(tǒng)的控制變得復(fù)雜，因此在異步電機的變頻調(diào)速中很少使用。</p><p>　　三:級聯(lián)型三電平逆變器</p><p>　　級聯(lián)型多電平變換器是M.Marchesoni 等人在

38、1988 年會議上提出的，直到 1997 年，兩項關(guān)于級聯(lián)拓?fù)湓陔姍C傳動和電網(wǎng)中的應(yīng)用的專利申請后，級聯(lián)型多電平變換器才得到廣泛應(yīng)用。級聯(lián)式逆變器又稱為隔離直流電源式逆變器,它采用隔離的直流電源作輸入，多個H逆變橋輸出端相串聯(lián)的結(jié)構(gòu)。通過幾個獨立直流電源合成一個期望的電壓，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2.3所示。級聯(lián)型三電平逆變器不需要額外的箝位二極管或者電容，通過每級四個開關(guān)器件的任意組合輸出三種不同的電壓值，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點是器件在基頻下開通和關(guān)

39、斷，損耗小，效率高；不需要額外的箝位二極管或者；不存在無直流側(cè)電壓不均衡的問題；電平數(shù)越多，輸出電壓諧波含量越小。但是它也存在著需要多個獨立直流電源和不易四象限運行的缺點,其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖2.3所示，</p><p>　　圖2.3 級聯(lián)型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖</p><p>　　級聯(lián)型三電平從電路結(jié)構(gòu)上克服了二極管箝位型逆變器和飛跨電容型逆變器電容分壓不均的問題。級聯(lián)型三電平逆變器每個單

40、元需要一個直流電源，每個橋臂采用 H 橋型，對圖2.3的單相橋臂的開關(guān)狀態(tài)和對應(yīng)的輸出關(guān)系如表2.1。其中1代表功率開關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)，0代表功率開關(guān)管關(guān)斷狀態(tài)。</p><p>　　表2.1輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系</p><p>　　其中具有獨立直流電源的級聯(lián)式多電平逆變器，與箝位式多電平逆變器相比較，有著以下的優(yōu)點：</p><p>　?。?）電平數(shù)越多，輸出電壓

41、波形的諧波含量越少；</p><p>　?。?）在階梯波調(diào)制時，開關(guān)管工作在基頻狀態(tài)，損耗小，效率高；</p><p>　?。?）與箝位式多電平逆變器相比，當(dāng)輸出電平數(shù)相同時，所需的元器件數(shù)目最少；</p><p>　?。?）容易實現(xiàn)模塊化，易于擴展；</p><p>　?。?）直流電源電壓的利用率比嵌位半橋式結(jié)構(gòu)的多電平逆變器高；</

42、p><p>　?。?）基于低壓小容量逆變器的級聯(lián)組成方式，技術(shù)成熟、容易實現(xiàn)，比較適合于七電平以上的多電平逆變器場合應(yīng)用；</p><p>　?。?）容易使用現(xiàn)有的軟開關(guān)技術(shù)，不用阻容吸收電路；</p><p>　?。?）不存在直流分壓電容的電壓平衡問題；</p><p>　?。?）各個開關(guān)管的導(dǎo)通時間相同；</p><p&g

43、t;　?。?0）控制方法簡單，每個基本功率單元可以獨立進行控制；</p><p>　?。?1）不用箝位二極管和箝位電容，也不用阻容吸收電路。</p><p>　　當(dāng)然級聯(lián)式多電平逆變器也存在著缺點：</p><p>　?。?）所需的獨立.直流電源的個數(shù)較多；</p><p>　?。?）由于二極管整流器的存在，故不容易實現(xiàn)四象限運行；</

44、p><p>　?。?）當(dāng)直流電源采用不可控整流得到時，為減小對電網(wǎng)的諧波污染，通常使用移相變壓器多重化來實現(xiàn)，而這就增加了系統(tǒng)成本。</p><p>　　2.3三電平逆變器的工作原理</p><p>　　三電平就是指逆變器交流側(cè)每相輸出端從中間直流回路取得的電壓有三種電位，即正端電壓P、負(fù)端電壓N和中性點零電位0。三電平逆變方案是指中性點帶一對箝位二極管與2個電力電子開

45、關(guān)器件串聯(lián)。如圖2.4所示，三電平逆變器的每相橋臂由4個電力電子開關(guān)器件串聯(lián)組成，直流回路中性點0(其電位為零)由2個箝位二級管VD5、VD6引出，分別接到上、下橋臂的中間，這樣，每個電力電子開關(guān)器件的耐壓值可降低一半，故結(jié)構(gòu)更適合于中壓大功率交流傳動控制，這也是目前廣泛應(yīng)用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。</p><p>　　圖2.4三電平逆變器原理圖</p><p>　　第3章 三電平SVPWM控制原理&

46、lt;/p><p>　　3.1SVPWM的基本原理</p><p>　　交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。把逆變器和交流電動機視為一體，以圓形旋轉(zhuǎn)磁場為目標(biāo)來控制逆變器的工作，這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制"，磁鏈軌跡的控制是通過交替使用不同的電壓空間矢量實現(xiàn)的，所以又稱“電壓空間矢量PWM控制”即SVPWM控制。與SPW

47、M控制相比用空間電壓矢量脈寬調(diào)制的方法控制三電平逆變器，可以提高直流電壓的利用率；在調(diào)節(jié)輸出電壓基波大小的同時也可以減少輸出電壓中的諧波；并且通過合理地選擇開關(guān)狀態(tài)的動作順序可以減少逆變器狀態(tài)轉(zhuǎn)換時功率開關(guān)的動作次數(shù)，因此在獲得相同的輸出電壓波形質(zhì)量的情況下，功率開關(guān)的工作頻率可以降低一些。三電平逆變器SVPWM算法主要包括參考矢量所在扇區(qū)的判斷及工作模式判斷、開關(guān)矢量的選擇優(yōu)化、開關(guān)矢量作用時間計算、及所選矢量作用順序的確定。<

48、/p><p>　　如果將三相可能出現(xiàn)的所有開關(guān)狀態(tài)進行統(tǒng)計，一共有27種方式，其中又可分為零矢量，長矢量，中矢量和短矢量。零矢量有（PPP）、(OOO)、(NNN)，長矢量有（PNN）、（PPN）、（NPN）、（NPP）、（NNP）、（PNP），中矢量有（PON）、（OPN）、（NPO）、（NOP）（ONP）、（PNO），短矢量又分為正短矢量(POO)和負(fù)短矢量(ONN)，具體如圖3.1所示，</p>

49、<p>　　圖3.1空間矢量原理圖</p><p>　　3.2SVPWM扇區(qū)的判斷</p><p>　　圖3.2SVPWM電路圖</p><p>　　三電平逆變器的電路圖如圖3.2所示，以A相為例當(dāng)V11和V12開通時為1，當(dāng)V12和V13開通時為0，當(dāng)V13和V14開通時為-1。設(shè)小矢量為VS，中矢量為VM，大矢量為VL，,零矢量為VZ。</p&g

50、t;<p>　?。?）短矢量如圖3.3所示，</p><p>　　圖3.3短矢量原理圖</p><p>　　VS1為【1 0 0】時,; VS1為【0 -1 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VS2為【0 0 -1】時，；VS2為【1 1 0】時，，所以V合成=；</p><p>　　VS3為【0 1 0】時，；V

51、S3為【-1 0 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VS4為【-1 0 0】時，; VS4為【0 1 1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VS5為【0 0 1】時，; VS5為【-1 -1 0】時，，所以V合成=；</p><p>　　VS6為【0 -1 0】時，; VS6為【1 0 1】時，，所以V合成=。</p><p

52、>　?。?）中矢量如圖3.4所示，</p><p>　　圖3.4中矢量原理圖</p><p>　　VM1為【1 0 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VM2為【0 1 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VM3為【-1 1 0】時，，所以V合成=；</p><p>　　VM4為【-1 0

53、 1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VM5為【0 -1 1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VM6為【1 -1 0】時，，所以V合成=。</p><p>　　（3）長矢量如圖3.5所示，</p><p>　　圖3.5長矢量原理圖</p><p>　　VL1為【1 -1 -1】時，，所以V合成=；&

54、lt;/p><p>　　VL2為【1 1 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VL3為【-1 1 -1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VL4為【-1 1 1】時，，所以V合成=；</p><p>　　VL5為【-1 -1 1】時，，所以V合成=； </p><p>　　VL6為【1 -1 1】時，，

55、所以V合成=。</p><p><b>　　(4)零矢量</b></p><p>　　VZ1為【1 1 1】; VZ2為【0 0 0】; VZ3為【-1 -1 -1】。-1代表Vi3和Vi4開通，Vi1和Vi2斷開；0代表Vi2和Vi3開通，Vi1和Vi4斷開；1代表Vi1和Vi2開通，Vi3和Vi4斷開。</p><p>　　空間矢量原理圖如

56、圖3.6所示可分為6個區(qū)域，</p><p>　　圖3.6空間矢量的大扇區(qū)劃分圖</p><p>　　下面介紹一下如何判斷Vref（圖中所示）在哪個大扇區(qū)，先將空間旋轉(zhuǎn)矢量分解在兩相靜止坐標(biāo)條上，如圖3.7所示，</p><p>　　圖3.7判斷扇區(qū)的原理圖</p><p>　　VA=Vdcoswt, VB=Vdcos(wt-120°

57、;)，VC=Vdcos(wt+120°);</p><p>　　Vds=Vdcoswt, Vqs=Vdsinwt;</p><p>　　所以得到VA= Vds，VB=，VC=;</p><p>　　Vds= VA, Vqs=。</p><p>　　當(dāng)Vqs＞0、、時，在扇區(qū)1；</p><p>　　當(dāng)Vqs＞

58、0、、時，在扇區(qū)2；</p><p>　　當(dāng)Vqs＞0、、時，在扇區(qū)3；</p><p>　　當(dāng)Vqs＜0、、時，在扇區(qū)4；</p><p>　　當(dāng)Vqs＜0、、時，在扇區(qū)5；</p><p>　　當(dāng)Vqs＜0、、時，在扇區(qū)6。</p><p>　　而大扇區(qū)又可以分為ABCD四個小扇區(qū)如圖3.8所示，接下來要再判斷處于

59、在大扇區(qū)的哪個區(qū)域內(nèi)，</p><p>　　圖3.8大扇區(qū)的分區(qū)圖</p><p>　　設(shè)參考向量為，向量和夾角為0，長度為Vref。</p><p>　　當(dāng)Vref處于區(qū)域A時，如圖3.9所示， </p><p>　　圖3.9矢量在小扇區(qū)A時的狀態(tài)圖</p><p>　　由推出；由推出。所以需要 ，。</p&g

60、t;<p>　　當(dāng)Vref處于區(qū)域B時，如圖3.10所示，</p><p>　　圖3.10矢量在小扇區(qū)B時的狀態(tài)圖</p><p><b>　　需要 ，。</b></p><p>　　當(dāng)Vref處于區(qū)域C時，如圖3.11所示，</p><p>　　圖3.11矢量在小扇區(qū)C時的狀態(tài)圖</p>&

61、lt;p><b>　　需要 ，。</b></p><p>　　當(dāng)Vref處于區(qū)域D時，如圖3.12所示，</p><p>　　圖3.12矢量在小扇區(qū)D時的狀態(tài)圖</p><p><b>　　需要 ，。</b></p><p>　　3.3SVPWM在六邊形基礎(chǔ)上的改進</p>&l

62、t;p>　　在判斷出所處的小扇區(qū)后，用所在扇區(qū)中的三個頂點向量來表示。</p><p>　　三個向量表示一個向量的方法，如圖3.13所示，</p><p>　　圖3.13向量合成的原理圖</p><p>　　用V1，V2，V3表示VP，；；</p><p>　　長度為m，長度為1，長度為n，長度為1。</p><p&

63、gt;　　設(shè)空間向量VP作用周期為T，</p><p>　　當(dāng)（VP）處于A小扇區(qū)時，由、、三個向量組成，作用周期為T0, 作用周期為T1, 作用周期為T2，如圖3.14所示，</p><p>　　圖3.14矢量處于A時的作用時間原理圖</p><p><b>　　-=，；-=，。</b></p><p><b&

64、gt;　?。?-1）</b></p><p><b>　?。?-2）</b></p><p><b>　　（3-3）</b></p><p><b>　?。?-4）</b></p><p><b>　　（3-5）</b></p>

65、<p>　　當(dāng)（VP）處于B小扇區(qū)時，由、、三個向量組成，作用周期為T1, 作用周期為T2, 作用周期為T3，如圖3.15所示，</p><p>　　圖3.15矢量處于B時的作用時間原理圖</p><p>　　-的長度為，-的長度為；</p><p><b>　　=++，，-=；</b></p><p>　　

66、=- （3-6）</p><p>　　=+- （3-7）</p><p>　　T2= （3-8）</p><p><b>　　T3= （3-9）</b></p><p>　　T1=T- T2- T3=T- T （3-10）。&

67、lt;/p><p>　　當(dāng)（VP）處于C小扇區(qū)時，由、、三個向量組成，作用周期為T1, 作用周期為T3, 作用周期為T4，如圖3.16所示，</p><p>　　圖3.16矢量處于C時的作用時間原理圖</p><p>　　-的長度為，-的長度為；</p><p><b>　　=++，=，=-</b></p>

68、<p>　　T3= （3-11）</p><p>　　T4= （3-12）</p><p>　　T1=T- T3- T4=2T- （3-13）</p><p>　　當(dāng)（VP）處于D小扇區(qū)時，由、、三個向量組成，作用周期為T2, 作用周期為T3, 作用周期為T5如圖3.17所示，<

69、;/p><p>　　圖3.17矢量處于D時的作用時間原理圖</p><p>　　-的長度為，-的長度為；</p><p><b>　　=++，=，=</b></p><p>　　T5= （3-14）</p><p>　　T5= （3-1

70、5）</p><p>　　T2=T- T3- T5=2T- （3-16）</p><p>　　接下來是要在原有的六邊形空間矢量上進行改進，構(gòu)造空間矢量的十二邊形結(jié)構(gòu)， </p><p>　　第一邊：大扇區(qū)1，小扇區(qū)C1</p><p><b>　　θ=0°</b></p><p>

71、;　　T3=0 (1 ,0, -1) （3-17）</p><p>　　T4=(-1)T (1,-1,-1) （3-18）</p><p>　　T1=2T-T (0,-1,-1)(1,0,0) （3-19）</p><p>　　作用脈沖序列為(0，-1，-1)T4(1，-

72、1，-1) (0，-1，-1)。</p><p>　　剩下的十一條邊以此類推。</p><p>　　下面舉例說明一下十二邊形空間矢量的驅(qū)動波形：</p><p><b>　　，</b></p><p>　　V11的驅(qū)動波形為：</p><p>　　0→1→0→0→0→1→0→0→1→1→1→1→0

73、→0→0→1→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→1→1→1→1→1→1→1→1。</p><p>　　對應(yīng)的時間（單位：us）驅(qū)動波形為：</p><p>　　704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5→277.75→277.75→704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5

74、→277.75→277.75→704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5→277.75→277.75→704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5→277.75→277.75→704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5→277.75→277.75→704.5→258→704.5→277.75→277.75→555.5→277.75→277.75→704.5

75、→258→704.5→277.75→277.75→277.75→277.75→277.75。</p><p>　　在對十二邊形進行構(gòu)造后，我們在這基礎(chǔ)上更進一步地構(gòu)造二十四邊形</p><p>　　第一邊：大扇區(qū)1，小扇區(qū)C1</p><p><b>　　θ=0°</b></p><p>　　(1,0，-1)

76、 （3-20）</p><p>　?。?，-1，-1） （3-21）</p><p>　　T1=T-T3-T4=(2-)T (0，-1，-1)(1,0,0) （3-22）</p><p>　　作用序列為（0，-1，-1）T4(1，-1，-1) （0，-1，-1）</p><p>　　剩下的二十三

77、條邊以此類推。</p><p>　　下面舉例說明一下二十四邊形空間矢量的驅(qū)動波形：</p><p><b>　　，</b></p><p>　　0.05719T=47.7us，0.28790T=239.9us，0.65491T=545.7us，</p><p>　　V11的驅(qū)動波形為：</p><p&

78、gt;　　0→1→0→0→0→1→0→0→0→0→1→0→0→0→0→1→0→0→1→1→1→1→0→0→0→1→1→0→0→0→1→1→0→0→0→1→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1→1

79、。</p><p>　　對應(yīng)的時間（單位：us）驅(qū)動波形為：</p><p>　　352.2→128.9→352.2→272.85→23.85→239.9→23.85→272.85→138.9→138.9→277.8→138.9→138.9→23.85→272.85→239.9→272.85→23.85→352.2→128.9→352.2→272.85→23.85→239.9→23.85→

80、272.85→138.9→138.9→277.8→138.9→138.9→23.85→272.85→239.9→272.85→23.85→352.2→128.9→352.2→272.85→23.85→239.9→23.85→272.85→138.9→138.9→277.8→138.9→138.9→23.85→272.85→239.9→272.85→23.85→352.2→128.9→352.2→272.85→23.85→239.9→23

81、.85→272.85→138.9→138.9→277.8→138.9→138.9→23.85→272.85→239.9→272.85→23.85→352.2→128.9→352.2→272.85→23.85→239.9→23.85→272.85→13</p><p>　　第4章 主電路的選型與設(shè)計</p><p>　　4.1 整流變壓器容量計算及選型</p><p>

82、;　　變壓器是利用電磁感應(yīng)的原理來改變交流電壓的裝置，主要構(gòu)件是初級線圈、次級線圈和鐵心。在電器設(shè)備和無線電路中，常用作升降電壓、匹配阻抗，安全隔離等。在發(fā)電機中，不管是線圈運動通過磁場或磁場運動通過固定線圈，均能在線圈中感應(yīng)電勢，此兩種情況，磁通的值均不變，但與線圈相交鏈的磁通數(shù)量卻有變動，這是互感應(yīng)的原理。變壓器就是一種利用電磁互感應(yīng)，變換電壓，電流和阻抗的器件。變壓器的功能主要有：電壓變換、電流變換、阻抗變換、隔離、穩(wěn)壓等。本次設(shè)

83、計的變壓器一次測采用三角形連接，二次側(cè)采用星形連接。具體如圖4.1所示，</p><p>　　圖4.1變壓器和整流電路的電路圖</p><p>　　本次設(shè)計取的輸出額定線電壓為600V，輸出額定電流為60A，</p><p>　　設(shè)調(diào)制比為0.8，調(diào)制比=</p><p><b>　　（4-1）</b></p>

84、;<p><b>　　即取1300V。</b></p><p>　　變壓器二次側(cè)相電壓取750V,</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　4.2 整流電路的計算與器件選型</p><p>　　下面對整流電路二極管的數(shù)據(jù)進行計算以便選取二極管型號：</

85、p><p>　　二極管額定電壓必須大于元件在電路中實際承受的最大電壓Um，考慮到電網(wǎng)電壓的波動和操作過電壓等因素，還要放寬2~3倍的安全系數(shù)，即按下式選取UTN=（2~3）UM，式中系數(shù)2~3的取值應(yīng)視運行條件，元件質(zhì)量和對可靠性的要求程度而定，故計算的晶閘管額定電壓為：</p><p>　　UTN=*U2*=*750*= （4-3）</p><p><b&

86、gt;　　取4500V，</b></p><p><b>　?。?-4）</b></p><p><b>　　取50A。</b></p><p>　　為了讓波形連續(xù)需要加入濾波電感，大小為</p><p><b>　?。?-5）</b></p><

87、;p>　　為了讓電壓恒定需加入濾波電容，大小為</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　電容耐壓取2000V。</p><p>　　4.3三電平逆變電路參數(shù)計算與器件選型</p><p>　　三電平逆變器的主電路如圖4.2所示，三相市電經(jīng)變壓器變壓后流入三相電容濾波的不可控整流電路。采用

88、的是電力二極管D1~D6作為導(dǎo)通器件。在二極管導(dǎo)通時，直流側(cè)電壓為交流側(cè)線電壓最大相的線電壓，直流側(cè)在相逆變電路供電的同時也向電容C1、C2供電。而當(dāng)沒有二極管導(dǎo)通時，則是由電容向負(fù)載供電。根據(jù)時 ，整流輸出電流連續(xù)，為保持電流連續(xù)，在頻率已知為市電頻率為50Hz，電容必須足夠大。</p><p>　　整流輸出進入三相三電平逆變電路，在二極管箝位式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，每相需要四個開關(guān)，四個并聯(lián)的續(xù)流二極管以及一對箝位二

89、極管。本次設(shè)計采用的是IGBT電力晶閘管作為全控型開關(guān)器件。其工作狀態(tài)在之前的章節(jié)有過講解。</p><p>　　圖4.2三電平逆變器主電路圖</p><p>　　它由變壓器、整流電路和三電平逆變電路組成。</p><p>　　4.4濾波電路的計算與設(shè)計</p><p>　　濾波電路常用于濾去整流輸出電壓中的紋波，一般由電抗元件組成，如在負(fù)載

90、電阻兩端并聯(lián)電容器C，或與負(fù)載串聯(lián)電感器L，以及由電容，電感組成而成的各種復(fù)式濾波電路。</p><p>　　本次設(shè)計采用LC濾波電路，電路圖如圖4.3所示，</p><p>　　圖4.3LC濾波電路原理圖</p><p>　　4.5主電路保護電路的設(shè)計</p><p>　　本次設(shè)計的保護電路既需要過電壓保護也需要過電流保護。</p&g

91、t;<p><b>　　一：過電壓保護：</b></p><p>　?。?）直流側(cè)過壓保護：</p><p>　　交流側(cè)過電壓保護原理圖如圖4.4所示，</p><p>　　圖4.4交流側(cè)過電壓保護原理圖</p><p>　　C===2.67uF （4-7）</p>&

92、lt;p><b>　　取2uF。</b></p><p>　　=600/60=10Ω （4-8）</p><p>　　R===84.09Ω （4-9）</p><p><b>　　取85Ω。</b></p><p>　　=1.5*750=11

93、25V （4-10）</p><p>　　=2π*50*1.33*1125*=0.47A （4-11）</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p><b>　　取30W。</b></p><p>　　（2）直流側(cè)過壓保護：</p&g

94、t;<p>　　直流側(cè)過壓保護可采用和交流側(cè)保護相同的方法，這里用硒堆吸收裝置。每片硒片的額定電壓一般為。在三相電路中每堆硒片應(yīng)串聯(lián)的硒片數(shù)為</p><p><b>　?。?-13） </b></p><p><b>　　取55。</b></p><p>　　硒片允許最大反向電流密度為；</p>

95、<p>　　選擇硒片面積S的經(jīng)驗公式是；</p><p>　　上式中，為變壓器二次側(cè)線電流的額定值；為變壓器勵磁電流百分比。</p><p>　?。?）二極管的過電壓保護：</p><p>　　二極管對過電壓很敏感，當(dāng)正向電壓超過其斷態(tài)重復(fù)峰值值電壓一定值時，就會誤導(dǎo)通，引發(fā)電路故障；當(dāng)外加的反向電壓超過其反向重復(fù)峰值電壓UDRM一定值時，二極管將會立

96、即損壞。因此，必須研究過電壓的產(chǎn)生原因及抑制過電壓的方法。過電壓產(chǎn)生的原因主要是供給的電壓功率或系統(tǒng)的儲能發(fā)生了激烈的變化，使得系統(tǒng)來不及轉(zhuǎn)換，或者系統(tǒng)中原來積聚的電磁能量不能及時消散而造成的。本設(shè)計采用如圖4.5阻容吸收回路來抑制過電壓。</p><p>　　圖4.5阻容吸收電路</p><p>　　通過經(jīng)驗公式：= 取C=0.2uF</p><p>　　=（）

97、= （4-14）</p><p><b>　　取 =5500V。</b></p><p>　　R=() 式中L為變壓器漏感 </p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　　取=3.9，=5。</b></p&g

98、t;<p>　　所以R= 取40Ω。</p><p><b>　　二：過電流保護：</b></p><p>　　過電流保護措施有下面幾種，可以根據(jù)需要選擇其中一種或數(shù)種：</p><p>　?。?）在交流進線中串接電抗器或采用漏抗較大的變壓器，這些措施可以限制短路短路電流；</p><p>　?。?）在交流

99、側(cè)設(shè)置電流檢測裝置，利用過電壓信號去控制觸發(fā)器，使脈沖快速后移或?qū)γ}沖進行封鎖；</p><p>　?。?）交流側(cè)經(jīng)電流互感器接入過電流繼電器或直流側(cè)接入過電流繼電器，可以在發(fā)生過電流時動作，斷開主電路；</p><p>　?。?）對于大容量和中等容量的設(shè)備以及經(jīng)常逆變的情況，可以用直流快速開關(guān)進行過載或短路保護。直流開關(guān)的應(yīng)根據(jù)下列條件選擇：</p><p>　　

100、① 快速開關(guān)的額定電流額定整流電流；</p><p>　　② 快速開關(guān)的額定電壓≥額定整流電壓；</p><p>　?、?快速開關(guān)的分?jǐn)嗄芰χ绷鱾?cè)外部短路時穩(wěn)態(tài)短路電流平均電流平均值?？焖匍_關(guān)的動作電流按電動機最大過載電流整定，式中，K為電動機最大過載倍數(shù)，一般不大于2.7；為直流電動機的額定電流。</p><p><b>　?。?） 快速熔斷器</

101、b></p><p>　　它可以安裝在交流側(cè)或直流側(cè)，在直流側(cè)與元件直接串聯(lián)，在選擇時應(yīng)注意以下問題：</p><p>　?、?快熔的額定電壓應(yīng)大于線路正常工作電壓的有效值；</p><p>　?、?熔斷器的額定電流應(yīng)大于溶體的額定電流；</p><p>　?、?溶體的額定電流可按下式計算 ：。</p><p>

102、　　本次設(shè)計的電流保護又要分為三相交流電路的一次側(cè)過電流保護和二極管過電流保護。</p><p>　　在本設(shè)計中，選用快速熔斷器與電流互感器配合進行三相交流電路的一次側(cè)過電流保護，保護原理圖如圖4.6如示，</p><p>　　圖4.6一次側(cè)過電流保護電路圖</p><p>　　熔斷器額定電壓選擇：其額定電壓應(yīng)大于或等于線路的工作電壓。一次測線電壓為380V，取50

103、0V。熔斷器額定電流選擇：其額定電流應(yīng)大于或等于電路的工作電流。一次側(cè)電流計算式：</p><p><b>　?。?-16）</b></p><p><b>　　取=100A。</b></p><p>　　二極管不僅有過電壓保護，還需要過電流保護。由于半導(dǎo)體器件體積小、熱容量小，特別像二極管這類高電壓、大電流的功率器件，結(jié)

104、溫必須受到嚴(yán)格的控制，否則將遭至徹底損壞。當(dāng)二極管中流過的大于額定值的電流時，熱量來不及散發(fā)，使得結(jié)溫迅速升高，最終將導(dǎo)致結(jié)層被燒壞。晶閘管過電流保護方法中最常用的是快速熔斷器?？焖偃蹟嗥饔摄y質(zhì)熔絲埋于石英砂內(nèi)，熔斷時間極短，可以用來保護晶閘管。電路圖如圖4.7所示，</p><p>　　圖4.7二極管過電流保護圖</p><p>　　根據(jù)溶體的額定電流可按下式計算 ：，取60A。<

105、/p><p>　　第5章 控制電路的設(shè)計與計算</p><p>　　本次設(shè)計的三電平逆變器的控制電路采用DSP軟件實現(xiàn)，TI公司的TMS320LF2407A DSP是面向電力電子控制領(lǐng)域的 ，它具有兩個事件管理器 模塊EVA和EVB，能夠?qū)崿F(xiàn)：PWM對稱和非對稱波形；外部引腳PDPINTx快速 封鎖PWM通道；可編程的死區(qū)控制；三個捕獲單元；片內(nèi)光電編碼器接口電路；16通道的A/D轉(zhuǎn)換。另外

106、，它還有串行通信接口(SCI)、16位的串行外設(shè)接口模塊(SPI)和控制器局域網(wǎng)絡(luò)(CAN)2.0B模塊。LF2407A可以很好地實現(xiàn)電力電子領(lǐng)域的控制。DSP實現(xiàn)SVPWM控制三電平逆變器的控制框圖如圖5.1所示。</p><p>　　圖5.1 DSP控制的三電平逆變器框圖</p><p>　　具體的算法步驟如下：</p><p>　?。?）確定空間矢量的大小和角

107、度，判斷矢量屬于哪一個大扇區(qū)；</p><p>　?。?）確定矢量屬于大扇區(qū)內(nèi)的哪個小扇區(qū)。</p><p>　　上面兩步的程序流程圖如圖5.2所示，V0是合成矢量Vref的幅度</p><p>　　圖5.2 確定θ和判斷屬于哪個小扇區(qū)的程序流程圖</p><p>　?。?）根據(jù)上面兩個步驟能確定脈沖序列的安排，可以確定比較寄存器的CMPRx

108、的值。步驟1、2可以得出空間矢量的θ值和矢量的位置，之后算出矢量的作用時間，然后根據(jù)脈沖序列來確定各個開關(guān)狀態(tài)的作用時間，通過這些就能確定CMPRx的值。</p><p>　　第6章 基于ORCAD的三電平逆變電源仿真</p><p>　　在對電路都進行設(shè)計之后，開始進行仿真，首先用ORCAD畫出電路圖，如圖6.1所示，</p><p>　　圖6.1 ORCAD仿真

109、的電路圖</p><p>　　我們可以將整個電路圖開成A、B、C三相，圖6.1是整個電路圖的A相，另外兩相的電路圖也是如圖中所示，我們以此相來了解整個電路圖的結(jié)構(gòu)，從圖中可以看出IGBT開關(guān)的開通和關(guān)斷通過激勵源來實現(xiàn)，此激勵源的輸出信號為二十四邊形的空間矢量。</p><p>　　下面進行仿真，測量A、B兩相間的線電壓，最后的仿真結(jié)果如圖6.2所示，</p><p&g

110、t;　　圖6.2 二十四邊形空間矢量線電壓UAB仿真波形圖</p><p>　　從圖6.2中我們可以看出中點電壓的波形存在波動，這是中點電壓不平衡即C1、C2電容放電而產(chǎn)生的結(jié)果，我們可以通過修改激勵源中的參數(shù)設(shè)置以達到中點電壓平衡的效果，再對經(jīng)過中點電壓平衡之后的A、B相的線電壓進行仿真，得到的仿真結(jié)果如圖6.3所示， </p><p>　　圖6.3 中點電壓平衡之后的二十四邊形空間矢量

111、線電壓UAB仿真波形圖</p><p>　　從圖6.3中我們可以看出在進行中點電壓平衡的策略后，中點電壓的波形不存在波動，趨向穩(wěn)定。</p><p>　　第7章中點電壓平衡策略</p><p>　　三電平逆變器中點電壓不平衡的原因：電容放電引起的電壓下降問題。</p><p>　　下面就來探討一下各矢量對中點電壓的影響：</p>

112、<p>　　以扇區(qū)1的短矢量、中矢量、長矢量為例，看看中點電壓不平衡是怎么產(chǎn)生的和中點電壓的影響。</p><p>　　IGBT開關(guān)和二極管并聯(lián)的器件用開關(guān)器件來代替，器件開通時開關(guān)閉合</p><p><b>　　一：短矢量</b></p><p>　　短矢量Vs1 （1,0,0）（0，-1，-1）</p><

113、p>　　在（1,0,0）作用下，器件的運行如圖7.1所示，</p><p>　　圖7.1短矢量正矢量作用時的器件運行狀態(tài)圖</p><p>　　根據(jù)圖中的電流方向電容C1放電，電壓下降；若電流方向相反，則對C1充電，電壓上升。當(dāng)短矢量VS1以正矢量狀態(tài)（POO）作用時，等效模型圖7.2所示，負(fù)載一般為感性負(fù)載。假設(shè)b相電流，c相電流的實際方向與圖中參考方向一致，此時中點電流。<

114、/p><p>　　圖7.2短矢量正矢量的作用等效圖</p><p>　　在（0，-1，-1）作用下，器件的運行如7.3圖所示，</p><p>　　圖7.3短矢量負(fù)矢量作用時的器件運行狀態(tài)圖</p><p>　　根據(jù)圖中的電流方向電容C2放電，電壓下降；若電流方向相反，則對C2充電，電壓上升。將正矢量切換成負(fù)矢量狀態(tài)（ONN）作用時，等效模型圖7

115、.4所示，由于負(fù)載電流不能突變，各相電流保持切換前的大小不變，此時可得出中點電流，此時中點電流與切換前的中點電流方向恰好相反，而大小是相等的，對電容電壓差值的變化影響是相反的。</p><p>　　圖7.4短矢量負(fù)矢量的作用等效圖</p><p>　　綜上所述可知通過切換正、負(fù)短矢量可以維持NPC三電平逆變器直流側(cè)電容中點的電壓平衡。進一步還可以推出，對于兩個相鄰的短矢量，如果將其中一個正