電力電子課程設(shè)計(jì)報(bào)告--采用雙pwm控制的風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器

1、<p>　　電力電子課程設(shè)計(jì)報(bào)告</p><p><b>　　課程設(shè)計(jì)題目</b></p><p>　　采用雙PWM控制的風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器</p><p><b>　　摘要：</b></p><p>　　化石燃料發(fā)電在燃燒過程中會(huì)產(chǎn)生大量的二氧化碳、硫氧化物、氮氧化物等氣體，污染大氣，促

2、使地球變暖，產(chǎn)生酸雨等，造成全球范圍性的環(huán)境污染。風(fēng)能則不然，它本身不含任何污染物，是一種清潔原料，在風(fēng)電生產(chǎn)過程中也不產(chǎn)生任何污染物，而且風(fēng)力資源的分布又遍及世界各地，是一種可再生能源。</p><p>　　目前，由于風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的日趨成熟以及環(huán)保方面越來越嚴(yán)格的要求，不少國家和地區(qū)已在巧妙地運(yùn)用風(fēng)力資源，但我們知道直接從風(fēng)力發(fā)電機(jī)發(fā)出來的電質(zhì)量不高，如果直接并網(wǎng)，可能會(huì)造成電網(wǎng)整個(gè)用電質(zhì)量的降低，更有甚者，會(huì)

3、造成電力系統(tǒng)的崩潰，電力設(shè)備的損壞，所以在并網(wǎng)之前必須先對(duì)風(fēng)力發(fā)電機(jī)發(fā)出的電進(jìn)行整流逆變，改善電能質(zhì)量，然后再實(shí)行并網(wǎng)操作，向電網(wǎng)輸送電能。</p><p>　　基于上述問題，本次課程設(shè)計(jì)中，我們組設(shè)計(jì)了以雙PWM控制方式為主的風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器。根據(jù)選題要求，我們選擇輸入電壓為三相交流線電壓380V（30Hz）,輸出電壓為三相交流380V（50Hz）?；谡鳌⒛孀?cè)?，我們?cè)O(shè)計(jì)出整流和逆變于一體的雙PWM電路

4、主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對(duì)主電路中無源器件和有源器件進(jìn)行選型，以符合整個(gè)變流器的要求?；贒SP作為主控制芯片，我們組設(shè)計(jì)報(bào)告中采用TI公司生產(chǎn)的TMS320LF2407主控制系統(tǒng)，并設(shè)計(jì)了以M57959L為主的對(duì)功率器件IGBT的驅(qū)動(dòng)電路，為了完善整個(gè)系統(tǒng)，還分別設(shè)計(jì)相應(yīng)的測量電路、保護(hù)電路以及散熱計(jì)算，最后運(yùn)用Matlab中Simulink進(jìn)行系統(tǒng)的仿真。</p><p>　　關(guān)鍵詞：風(fēng)力發(fā)電，雙PWM控制，整流逆變，

5、元件選型，檢測電路，保護(hù)電路，DSP芯片控制，TMS320LF2407，M57959L，散熱原理</p><p><b>　　前言</b></p><p><b>　　課程設(shè)計(jì)題目要求</b></p><p>　　風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)變流器 </p><p>　　采用交-直-交雙PWM控制方式</p

6、><p><b>　　技術(shù)要求：</b></p><p>　　輸入電壓：三相交流 線電壓380V（+/-15%）頻率30Hz</p><p>　　輸出電壓：三相交流 線電壓380V，頻率50Hz</p><p>　　最大輸出電流： 100A</p><p>　　工作溫度：0—50℃</p>

7、<p><b>　　諧波THD<5%</b></p><p><b>　　課程設(shè)計(jì)要求</b></p><p>　　所要做的主要工作如下：</p><p>　　主電路選型：a)整流電路選型 b)逆變電路選型</p><p>　　主電路無源器件參數(shù)的計(jì)算：要求無源器件的具體型號(hào)及

8、設(shè)計(jì)參數(shù)，根據(jù)工作條件考慮各項(xiàng)電氣參數(shù)，要求有設(shè)計(jì)依據(jù)。</p><p>　　主電路有源器件參數(shù)的計(jì)算：要求無源器件的設(shè)計(jì)參數(shù)，選用型號(hào)等，要求有設(shè)計(jì)依據(jù)。</p><p>　　有源電路的驅(qū)動(dòng)、保護(hù)原理設(shè)計(jì)：要求根據(jù)選用的有源器件設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路，給出設(shè)計(jì)原理圖。</p><p>　　控制、檢測與保護(hù)電路原理設(shè)計(jì)：要求有原理圖，可以用Protel，ORCAD等軟件完成。

9、</p><p>　　散熱設(shè)計(jì)：要求有大致計(jì)算過程，選型依據(jù)。</p><p>　　仿真：利用Protel,ORCAD中的PSpice或者M(jìn)atlab/Simulink仿真軟件分析電路的工作過程。</p><p>　　變流器硬件總體框架圖</p><p>　　基于整個(gè)系統(tǒng)各個(gè)模塊的關(guān)系，信號(hào)的流向，控制系統(tǒng)的走向，從而得出變流器整體框架結(jié)構(gòu)圖

10、，如圖1.3.1。整個(gè)逆變系統(tǒng)由EMI濾波器、IPM、直流濾波、傳感器電路、驅(qū)動(dòng)電路、檢測電路、以TMS320LF2407為控制芯片的DSP、輸出濾波器等構(gòu)成。</p><p>　　圖1.1.1 雙 PWM 變換器整體結(jié)構(gòu)框架圖</p><p><b>　　主電路選型</b></p><p><b>　　雙PWM脈寬調(diào)制</b

11、></p><p>　　雙PWM變換器是一個(gè)交-直-交變流裝置，是由整流和逆變兩個(gè)變流器通過中間直流環(huán)節(jié)的連接而成。設(shè)計(jì)中這兩個(gè)變流器可以采用二極管整流器、晶閘管、MOSFET、IGBT等有源逆變器，但與MOSFET相比較而言，IGBT具有開關(guān)速度高，開關(guān)損耗小，具有耐脈沖電流沖擊的能力，通態(tài)壓降較低，輸入阻抗高，為電壓驅(qū)動(dòng)，驅(qū)動(dòng)功率小等優(yōu)點(diǎn)。綜合各項(xiàng)指標(biāo)考慮，本設(shè)計(jì)采用由IGBT構(gòu)成的橋式變流器。雙PWM

12、脈寬調(diào)制技術(shù)使電機(jī)輸出的電流波形達(dá)到完美無諧波的控制，而且PWM變流器可以四象限運(yùn)行。采用PWM調(diào)制的發(fā)電機(jī)側(cè)變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機(jī)可以在很寬的風(fēng)速范圍內(nèi)運(yùn)行，有效的提高了系統(tǒng)的風(fēng)能捕獲效率。更為重要的是，這種雙PWM結(jié)構(gòu)的變流器功率可以雙向流動(dòng)，這也使發(fā)電機(jī)的控制變得非常靈活，不僅可以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，減少損耗和沖擊，同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)風(fēng)力發(fā)電機(jī)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為 1，使電流波形控制為正弦。雙 PWM 變

13、換器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1.1.1 所示，整個(gè)雙PWM脈寬調(diào)制系統(tǒng)分成交流輸入側(cè)、PWM 整流器、直流側(cè)、PWM 逆變器和輸出濾波器。</p><p>　　圖2.1.1 雙PWM電壓源型主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖</p><p><b>　　整流電路選型</b></p><p>　　圖2.2.1 發(fā)電機(jī)側(cè)PWM整流原理圖</p><p&

14、gt;　　以IGBT構(gòu)成6個(gè)逆變器電子開關(guān)，每個(gè)開關(guān)并聯(lián)一個(gè)續(xù)流二極管，防止電流反向時(shí)燒壞IGBT。通過給各個(gè)IGBT的門極輸入不同的PWM波形來控制各個(gè)IGBT在不同時(shí)刻的關(guān)斷情況，從而達(dá)到控制直流側(cè)的輸出波形。輸入端輸入三相交流電壓，隨著控制角的不同，穩(wěn)壓電容上就出現(xiàn)不同的電壓波形：</p><p>　　圖2.2.2 三相全控整流不同控制角的直流側(cè)輸出波形</p><p><b&

15、gt;　　逆變電路選型</b></p><p>　　逆變電路采用SPWM電路，在輸入電壓為通過上級(jí)整流電路而得的直流電壓的情況下，如整流橋類似，也是通過各個(gè)IGBT的不同時(shí)刻的關(guān)斷情況，從而控制輸出標(biāo)準(zhǔn)的正弦波電壓。</p><p>　　圖2.3.1 電網(wǎng)側(cè)SPWM變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　通過控制器發(fā)出的方波控制信號(hào)，輸出端產(chǎn)生基波為正弦波的

16、方波電壓，再經(jīng)過輸出濾波裝置即可產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的正弦波電壓輸出。</p><p>　　圖2.3.2 三相SPWM波形</p><p><b>　　輸出濾波器的設(shè)計(jì)</b></p><p>　　為了使經(jīng)過變換器得到的三相交流電是正常的線電壓380V，頻率為50Hz的正弦電壓</p><p>　　我們?cè)谀孀兤鞯哪┒私右粋€(gè)輸出濾波器

17、，如圖2.4.1所示。常用濾波器的結(jié)構(gòu)，都是由電感和電容組成的二階濾波器考慮到逆變橋輸出沒有中點(diǎn)，所以濾波電容一般接成三角形。</p><p>　　圖2.4.1 輸出濾波器的接法</p><p><b>　　電路仿真</b></p><p>　　主電路無源器件參數(shù)計(jì)算</p><p>　　圖3.1 雙PWM電壓源型主電路

18、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖</p><p><b>　　直流電壓的確定</b></p><p>　　在圖3.1中，采用PWM調(diào)制的發(fā)電機(jī)側(cè)變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機(jī)可以在很寬的風(fēng)速范圍內(nèi)運(yùn)行，有效的提高系統(tǒng)的風(fēng)能捕獲效率。由于此變換器的的升壓式工作機(jī)理，決定了其輸出直流側(cè)電壓必須高于交流側(cè)正弦電壓峰值，所以輸出直流電壓可以從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)

19、節(jié)，如果向低調(diào)節(jié)就會(huì)使電路性能惡化，則(為交流側(cè)線電壓有效值)，取756.9V。 （3.1）</p><p><b>　　交流側(cè)電感的選擇</b></p><p>　　雙 PWM 變換器的網(wǎng)側(cè)電感的取值將直接影響到網(wǎng)側(cè)電流的動(dòng)、靜態(tài)響應(yīng)，而且還制約著變換器

20、在整流工作狀態(tài)下的輸出功率及功率因數(shù)。雙 PWM 變換器的網(wǎng)側(cè)電感的主要作用如下[3]~[5]：</p><p>　　(1) 使電流受控，呈電流源特性，可將電流控制轉(zhuǎn)化為電壓控制，通過交流側(cè)電壓或者電流幅值、相位的控制均可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。</p><p>　　(2) 抑制網(wǎng)側(cè) PWM 電流諧波分量，從而控制網(wǎng)側(cè)電流為正弦曲線。</p><p>　　(3) 使變換

21、器可向電網(wǎng)傳輸無功功率，甚至實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)純電感、純電容運(yùn)行特性。對(duì)網(wǎng)側(cè)電感的設(shè)計(jì)應(yīng)考慮兩個(gè)重要性能指標(biāo)即： 滿足快速電流跟蹤要求和滿足電流波動(dòng)在允許值范圍值內(nèi)。</p><p>　　電感的取值要求范圍如下：</p><p>　　其中 為825V， 為相電壓的最大幅值275V，開關(guān)頻率取10KHz，則為100us， 為允許的電流脈動(dòng)，課題中給出的THD ≤ 5%，即 ， （3.2）

22、 為50A，w為100π。代入后計(jì)算得</p><p>　　4.56mH ≤ L ≤ 35mH （3.3）</p><p>　　由于考慮到電感的成本等問題，最終電感取值為10mH。</p><p><b>　　直流側(cè)穩(wěn)壓電容選擇</b></p><p>　　由于整

23、流后直流電壓最大值為825V，故耐壓值要取到900V。C的取值要求范圍如下：</p><p><b>　　(3.3)</b></p><p>　　其中L=10mH，為電流紋波系數(shù)，取10%，為電壓紋波系數(shù)，取0.5%，Im為50A，由此算出C≥ 1.7 F。在Matlab的仿真中電容可以取到法拉級(jí)別，但在實(shí)際應(yīng)用中，需要多組耐壓值為450V的電解電容串聯(lián)、并聯(lián)才能達(dá)到

24、上述指標(biāo)。</p><p><b>　　輸出濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)</b></p><p>　　為了分析方便，我們將圖2.4.1三角形接法等效變換為星型接法，等效變換圖如圖3.4.1</p><p>　　所示。 可以看出，三角形接法中的電容電量C經(jīng)等效變換成星形接法后變?yōu)?C。每相濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)可以根據(jù)單相濾波器的設(shè)計(jì)方法進(jìn)行。</p>

25、<p>　　圖3.4.1 濾波電容接成星形</p><p>　　選擇開關(guān)頻率為10kHz,選擇濾波器的截止頻率為開關(guān)頻率的1/10，即1kHz。根據(jù)濾波器體積最小的設(shè)計(jì)方法，電感的取值由下式?jīng)Q定：</p><p><b>　　（3.4.1）</b></p><p>　　式中，為電容電壓有效值；為基波角頻率；為濾波器截止角頻率；為阻性

26、負(fù)載時(shí)的輸出電流。</p><p>　　設(shè)整流后的直流電壓為，輸入電壓波動(dòng)15%，滿載工作時(shí)，幅度調(diào)制為1，則逆變橋輸出基波電壓有效值為=1；設(shè)輸出電流最大為，則代入式3.4.1，得L0.36mH，3C=1/L70，所以C20。</p><p>　　主電路有源器件參數(shù)計(jì)算</p><p><b>　　主電路開關(guān)器件選擇</b></p>

27、;<p>　　目前，由 IGBT 單元構(gòu)成的功率模塊在智能化方面得到了迅速發(fā)展，智能功率模塊 IPM(Intelligent Power Module)將IGBT、驅(qū)動(dòng)電路和保護(hù)電路集成化，使整體的可靠性大為提高。IPM等于IGBT+驅(qū)動(dòng)+保護(hù)（過流、短路、過熱、欠壓）+制動(dòng)，IPM中的每個(gè)功率器件都設(shè)置有各自獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路和多種保護(hù)電路，能夠?qū)崿F(xiàn)過流、短路、控制電壓降低以及過熱保護(hù)等功能。與過去IGBT模塊和驅(qū)動(dòng)電路的組

28、合電路相比，IPM極大地提高應(yīng)用系統(tǒng)整機(jī)的可靠性。本次設(shè)計(jì)課題中給出風(fēng)力發(fā)電機(jī)的輸出線電壓有效值為380V，并帶有15%的波動(dòng)。按照最大情況考慮，則IGBT承受的最大正反向峰值電壓為</p><p><b>　　(4.1)</b></p><p>　　課題中給出的電流最大值為100A，再考慮到功率器件取1.5倍的電壓裕量，則IGBT所要承受的最大正反向峰值電壓為。經(jīng)過

29、對(duì)符合設(shè)計(jì)要求的IPM的選取，我們采用東芝 TOSHIBA 公司的 MIG100Q201H 型智能功率模塊作為主電路中的整流橋和逆變橋功率開關(guān)，其耐壓值為 1200V，最大電流 100A，其最大參數(shù)表如圖4.1.1.2。</p><p>　　智能功率模塊 MIG100Q201H 簡介</p><p>　　圖4.1.1.1 MIG100Q201H結(jié)構(gòu)圖</p><p&

30、gt;　　圖4.1.1.2 MIG100Q201H最大等級(jí)參數(shù)表</p><p>　　由圖4.1.1.1可知，MIG100Q201H 智能功率模塊包含了 7個(gè)IGBT 單元，7個(gè)續(xù)流二極管模塊，本次設(shè)計(jì)中我們只采用6個(gè)構(gòu)成橋式電路的IGBT，內(nèi)置柵極驅(qū)動(dòng)電路、邏輯控制電路以及欠壓、過流、短路、過熱等保護(hù)電路。此模塊共有22個(gè)端子，拿IPM作為整流電路來說明各端子的功能，上面16個(gè)端子用于PWM信號(hào)的輸入和故障信

31、號(hào)的輸出，起控制作用；下面6個(gè)端子含3個(gè)三相交流電壓輸出端(U，V，W)以及一個(gè)制動(dòng)電阻接線端（P）；模塊需要四路相互隔離的+15V 驅(qū)動(dòng)電源，其中上橋臂三路各用一組，下橋臂公用一組，控制參數(shù)表見圖4.1.1.3。</p><p><b>　　IPM保護(hù)功能介紹</b></p><p>　　如圖4.1.1.3所示，在IPM處于控制狀態(tài)時(shí)，各個(gè)保護(hù)功能電路中作用時(shí)流過的

32、最小保護(hù)電流、最大保護(hù)電流，超過閾值相應(yīng)的保護(hù)功能啟動(dòng)，對(duì)IPM及整個(gè)系統(tǒng)實(shí)行保護(hù)。IPM內(nèi)置有驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路，用以防止系統(tǒng)相互干擾或過載時(shí)損壞功率芯片。它采用的故障檢測和關(guān)斷方式使功率芯片的容量得到最大限度的利用IPM內(nèi)置各種保護(hù)功能，只要有一個(gè)保護(hù)起作用，IGBT的柵極驅(qū)動(dòng)電路就關(guān)閉，同時(shí)產(chǎn)生一個(gè)故障信號(hào)。</p><p>　　IPM 的保護(hù)功能介紹如下：（《高效功率器件驅(qū)動(dòng)與保護(hù)電路——設(shè)計(jì)及應(yīng)用實(shí)例》）

33、</p><p>　　(1) 過流保護(hù)(OC)：由IPM內(nèi)藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當(dāng)過流時(shí)間超過允許時(shí)間時(shí)，IPM就輸出動(dòng)作信號(hào)， 并封鎖輸入信號(hào)，對(duì)模塊實(shí)行軟關(guān)斷。在過流期間，IPM不在接收輸入信號(hào)。過流信號(hào)過后，輸入信號(hào)才能導(dǎo)通。如果IGBT中的電流超過過流斷開閾值，且持續(xù)時(shí)間大于,IGBT就會(huì)關(guān)斷。設(shè)置為10（典型值）。電流在過流斷開閾值以上但持續(xù)時(shí)間小于時(shí)，過流保護(hù)電路不工作。</p>

34、<p>　　(2) 短路保護(hù)(SC)：由IPM內(nèi)藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當(dāng)短路電流超過允許電平時(shí)，IPM就輸出動(dòng)作信號(hào)， 并封鎖輸入信號(hào)，對(duì)模塊實(shí)行軟關(guān)斷。這個(gè)過程和過流保護(hù)一樣，但其動(dòng)作時(shí)間更短。負(fù)載短路或者系統(tǒng)控制器因相互干擾而發(fā)生直通現(xiàn)象時(shí)，IPM內(nèi)的保護(hù)電路就會(huì)立即關(guān)斷IGBT。當(dāng)流過IGBT的電流超過電流斷開閾值時(shí)，就會(huì)立即開始關(guān)斷，同時(shí)產(chǎn)生一個(gè)故障信號(hào)。</p><p>　　(3)

35、過熱保護(hù)(OT)：靠近 IGBT 芯片的絕緣基板上安裝有溫度傳感器，IPM的過熱保護(hù)單元實(shí)時(shí)監(jiān)測IPM基板的溫度，基板的溫度超過過熱斷開閾值時(shí)，IPM內(nèi)的過熱保護(hù)電路就會(huì)中止柵極驅(qū)動(dòng)，對(duì)模塊實(shí)行軟關(guān)斷，輸出故障信號(hào)，不響應(yīng)控制輸入信號(hào)，直到過熱故障被排除。當(dāng)溫度下降到過熱復(fù)位閾值以下且控制輸入為高電平（斷態(tài)）時(shí)，功率芯片將恢復(fù)工作，當(dāng)下一個(gè)低電平輸入信號(hào)（通態(tài)）來臨時(shí)就恢復(fù)正常運(yùn)行。</p><p>　　(4)

36、欠壓保護(hù)(UV)：IPM的欠壓保護(hù)實(shí)時(shí)監(jiān)測、控制電源電壓，欠壓時(shí)間超過允許時(shí)間時(shí)，欠壓保護(hù)電路就輸出動(dòng)作信號(hào)， 并封鎖輸入信號(hào)，對(duì)模塊實(shí)行軟關(guān)斷。當(dāng)欠壓信號(hào)恢復(fù)到允許值時(shí)，IPM才停止輸出動(dòng)作信號(hào)，重新接收輸入信號(hào)。IPM由 15V 直流電源供電，若供電電壓低于欠壓斷開閥值，就會(huì)發(fā)生欠壓保護(hù)，封鎖門極驅(qū)動(dòng)電路，輸出故障信號(hào)。若毛刺干擾時(shí)間小于規(guī)定的 Td(UV)，則不會(huì)出現(xiàn)保護(hù)動(dòng)作，控制電路不受影響。為了恢復(fù)正常運(yùn)行狀態(tài)，電源電壓必須超

37、過欠壓復(fù)位閾值。</p><p>　?。?）誤動(dòng)作報(bào)警輸出信號(hào)：各種誤動(dòng)作如果持續(xù)1ms以上，IPM就會(huì)向外部CPU發(fā)出誤動(dòng)作信號(hào)，直到故障被排除為止。當(dāng)IPM發(fā)生以上故障中的任一種時(shí)，其故障輸出信號(hào)持續(xù)時(shí)間均為1.8ms。在此期間IPM會(huì)封鎖門極驅(qū)動(dòng)，關(guān)斷IPM。故障輸出信號(hào)持續(xù)時(shí)間結(jié)束后，IPM內(nèi)部自動(dòng)復(fù)位，門極驅(qū)動(dòng)通道開放。</p><p>　　有源電路的驅(qū)動(dòng)、保護(hù)原理設(shè)計(jì)</

38、p><p>　　M57959L構(gòu)成的IPM驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)</p><p>　　M57959L是日本三菱公司生產(chǎn)的混合集成IGBT驅(qū)動(dòng)器，其內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)如圖5.1.1所示。（《電力電子電路設(shè)計(jì)》 鐘炎平）</p><p>　　圖5.1.1 M57959L內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)</p><p>　　它由高速光耦隔離輸入，絕緣強(qiáng)度高，可與TTL電平兼容。內(nèi)藏定時(shí)邏

39、輯短路保護(hù)電路，并具有保護(hù)延時(shí)特性。正負(fù)雙電源供電，如圖5.1.1中，其中=+15V，=-10V，從根本上克服了一般單電源供電時(shí)負(fù)電壓不穩(wěn)的缺點(diǎn)。驅(qū)動(dòng)功率大，可驅(qū)動(dòng)200A/600V或者100A/1200V的IGBT模塊。</p><p>　　由M57959L構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)電路如圖5.1.2所示。</p><p>　　在使用時(shí)，需注意以下問題：</p><p>　?。?

40、）柵極電阻的取值。適當(dāng)?shù)臇艠O電阻能有效地抑制振蕩、減緩開關(guān)開通時(shí)的di/dt、改善電流上沖波形、減少浪涌電壓。從安全可靠性角度出發(fā)，應(yīng)取較大的，但大的影響開關(guān)速度，增加開關(guān)損耗；從提高工作頻率角度出發(fā)，應(yīng)取較小的。一般情況下，可靠性是第一位的，在滿足開關(guān)頻率的要求下，取較大的值。通過查閱其他書籍，我們?nèi)　?lt;/p><p>　　（2）保護(hù)閾值的設(shè)定。M57959L通過檢測IGBT的飽和壓降來判斷IGBT是否過流，當(dāng)

41、檢測出IGBT的柵極和集電極同為高電平時(shí)就判斷為過流，此時(shí)通過柵極關(guān)閉和降壓電路將過流鉗制在較低值，同時(shí)通過光耦向控制電路發(fā)出故障信號(hào)。然而，M57959L的過流檢測端（1端）的閾值電壓為15V，對(duì)于小電流等級(jí)的IGBT起不到保護(hù)作用，因此，必須降低過流保護(hù)閾值，方法是在檢測端串聯(lián)穩(wěn)壓管，使保護(hù)閾值電壓變?yōu)?5V--，的取值由負(fù)載和IGBT的容量確定。</p><p>　?。?）驅(qū)動(dòng)電源的設(shè)計(jì)。這一問題，我們將在

42、5.3節(jié)中重點(diǎn)討論。</p><p>　　PWM波形的輸出電路設(shè)計(jì)</p><p>　　PWM波形輸出電路如圖5.2.1所示。圖中的GAL16V8用來鎖存保護(hù)信號(hào)，并決定是否讓PWM信號(hào)輸出，輸出的PWM信號(hào)經(jīng)過74LS07驅(qū)動(dòng)后接驅(qū)動(dòng)芯片M57959L輸入端的光耦初級(jí)二極管負(fù)端（M57959L的13端）。</p><p>　　圖5.2.1 PWM波形輸出電路<

43、;/p><p>　　GAL16V8是LATTICE公司推出的一款低密度可編程邏輯器件，在這里用于完成對(duì)輸出PWM信號(hào)的控制，其功能原理圖如圖5.2.2所示。保護(hù)信號(hào)PROTECT從7腳輸入，正常工作時(shí)為高電平，PWM信號(hào)經(jīng)過GAL16V8緩沖后加在74LS07的輸入端，如果PWM為高電平，則驅(qū)動(dòng)電路的M57959L輸入光耦截止，驅(qū)動(dòng)相應(yīng)的IGBT截止，否則，PWM為低電平，M57959L的輸入光耦導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)相應(yīng)的IG

44、BT導(dǎo)通。DSP輸出的邏輯應(yīng)與實(shí)際的邏輯相反，這主要是考慮當(dāng)系統(tǒng)復(fù)位時(shí)，DSP管腳輸出高阻狀態(tài)，通過排阻將PWM相應(yīng)的管腳電平鎖定為高，這樣，所有的IGBT都處于截止?fàn)顟B(tài)。</p><p>　　當(dāng)系統(tǒng)產(chǎn)生保護(hù)時(shí)，PROTECT信號(hào)變低，圖5.2.2中所示的與非門和的輸入和輸出通過圖5.2.1所示的反饋電路相連接，組成一個(gè)RS觸發(fā)器。當(dāng)PROTECT信號(hào)變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，GAL16V8的13腳輸出高電平，由于13腳通過

45、與9腳相連，則9腳也為高電平，12輸出低電平，11變?yōu)榈碗娖?，一方面?3腳輸出鎖定為高電平，12腳鎖定為低電平，另一方面，11腳低電平將的輸出全部拉高，IGBT全部截止，完成保護(hù)。DSP的IOP接GAL16V8的8腳，復(fù)位RS觸發(fā)器，從而解除保護(hù)封鎖信號(hào)。其中，和電容分別組成RC低通濾波器，用于濾除保護(hù)信號(hào)中的干擾信號(hào)，RC濾波器的時(shí)間常數(shù)應(yīng)盡可能小，否則會(huì)降低保護(hù)的及時(shí)性。</p><p>　　（1）GAL1

46、6V8芯片功能原理</p><p>　　（2）74LS07芯片功能原理</p><p>　　圖5.2.3 74ls07芯片邏輯圖</p><p>　　六高壓輸出緩沖器/驅(qū)動(dòng)器，Vcc=5V,1、3、5、9、11、13為輸入管腳，2、4、6、8、10、12為輸出管腳。</p><p>　　M57959L驅(qū)動(dòng)電源電路設(shè)計(jì)</p>&

47、lt;p>　　在5.1節(jié)中我們提到M57959L的驅(qū)動(dòng)電源的設(shè)計(jì)問題，M57959lL需要雙電源供電，通常驅(qū)動(dòng)電源由一單獨(dú)的工頻電壓器將220V降壓，再經(jīng)整流濾波穩(wěn)壓后獲得，一路驅(qū)動(dòng)電源變壓器需要兩個(gè)次級(jí)繞組。在三相橋式應(yīng)用中，需6只IGBT及相同數(shù)量的驅(qū)動(dòng)電路，驅(qū)動(dòng)電源變壓器需要12個(gè)次級(jí)繞組，給變壓器的繞制帶來困難，同時(shí)也使電源電路變得復(fù)雜，而采用圖5.3.1所示電路可使繞組減少一半，其他器件也相應(yīng)減少。其中，穩(wěn)壓管可選9V，

48、這樣，驅(qū)動(dòng)正電源為15V，負(fù)電源為9V。</p><p>　　圖5.3.1 M57959L的驅(qū)動(dòng)電源電路</p><p>　　在圖5.3.1中，有一個(gè)MC7824K集成電路，它是三端正電源穩(wěn)壓集成電路，有固定的電壓輸出，每種類型由于內(nèi)部電流的限制，以及過熱保護(hù)和安全工作區(qū)的保護(hù)，使它基本上不會(huì)損壞。內(nèi)部框圖如圖5.3.2所示。</p><p>　　圖5.3.2 MC

49、78XX內(nèi)部框圖</p><p>　　由于MC7824K的輸入電壓為=33V（如圖5.3.3），再考慮整流電路中二極管的壓降，我們選擇將原邊220V電壓降為次級(jí)電壓為35V的工頻變壓器。</p><p>　　圖5.3.3 X7824電參數(shù)表</p><p>　　在5.4節(jié)中，我們將還會(huì)再用到X78XX系列中的一些穩(wěn)壓集成電路，如+12V、+5V、+3.3V。<

50、/p><p>　　控制電路輔助電源電路設(shè)計(jì)</p><p>　　控制電路輔助電源用于給系統(tǒng)中控制電路供電，按照控制電路的功能，需要+12V/-12V、+5V、+3.3V。輔助電源電路如圖5.4.1所示。</p><p>　　圖5.4.1 控制電路輔助電源電路</p><p>　　Tr1為控制電路輔助電源變壓器，有兩個(gè)獨(dú)立的輸出繞組，一個(gè)是帶中心抽

51、頭的雙16V繞組，一個(gè)是輸出8V繞組。雙16V輸出繞組經(jīng)過整流和電容濾波后，變成兩路正負(fù)直流電壓，經(jīng)過和穩(wěn)壓后得到+12V和-12V電源給運(yùn)算放大器和霍爾傳感器等供電。8V輸出繞組經(jīng)過整流濾波后產(chǎn)生+5V直流電壓，經(jīng)過濾波后，連接DSP的Vcc引腳，同時(shí)該+5V電壓作為3.3V電源的產(chǎn)生源。的輸出作為數(shù)字3.3V供電源，的輸出作為模擬3.3V供電源，同時(shí)作為A/D轉(zhuǎn)換器的參考源。</p><p>　　控制、檢測、

52、保護(hù)電路原理設(shè)計(jì)</p><p><b>　　控制電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　為了完成各種開關(guān)算法，控制電路需要采用具有高速處理能力的芯片為主控制芯片，其主要功能應(yīng)包括： </p><p>　?。?） 電網(wǎng)電壓電流信號(hào)實(shí)時(shí)采樣檢測，保證電路輸出與電網(wǎng)電壓同頻同相； </p><p>　?。?） 采樣并網(wǎng)電流和中

53、間直流電壓； </p><p>　?。?） 產(chǎn)生PWM控制脈沖信號(hào)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路轉(zhuǎn)換放大后驅(qū)動(dòng)IGBT開關(guān)管； </p><p>　?。?） 過電壓過電流檢測與保護(hù)信號(hào)產(chǎn)生； </p><p>　?。?） 系統(tǒng)運(yùn)行狀態(tài)的監(jiān)視和控制、故障保護(hù)和復(fù)位。 </p><p>　　基于TMS320LF2407的最小系統(tǒng)設(shè)計(jì)，如圖6.1.1所示：</

54、p><p>　　圖6.1.1 DSP最小系統(tǒng)組成框圖</p><p>　　TMS320LF2407 的主要特點(diǎn)</p><p>　　基于TMS320LF2407 的控制電路的設(shè)計(jì)</p><p>　　(1) 電源電路設(shè)計(jì)</p><p>　　雖然我們?cè)?.4節(jié)中設(shè)計(jì)了一組控制電路輔助電源電路，但考慮到要同時(shí)給TMS320L

55、F2407提供穩(wěn)定的+3.3V的工作電壓和上電復(fù)位信號(hào)，如圖6.1.2.1所示，因此我們針對(duì)TMS320LF2407另外再設(shè)計(jì)一組獨(dú)立的電源電路，我們選用TI 公司專為 DSP 供電所設(shè)計(jì)的電壓轉(zhuǎn)換芯片 TPS7333Q，芯片輸入為 5V，輸出為 3.3V，該芯片輸出穩(wěn)定，最大 35mV 損耗電壓，并具有上電復(fù)位功能。復(fù)位引腳連接到 DSP 的TRST端，當(dāng)輸出電壓不穩(wěn)定或初始上電時(shí)，RESET 引腳將產(chǎn)生 200ms 的復(fù)位延遲對(duì) D

56、SP 進(jìn)行保護(hù)。</p><p>　　圖6.1.2.1 +3.3V供電電源及上電復(fù)位電路</p><p>　　TMS320LF2407有兩個(gè)復(fù)位源，即外部復(fù)位引腳復(fù)位和看門狗定時(shí)器溢出復(fù)位。復(fù)位方式有三種，即上電復(fù)位、手動(dòng)復(fù)位和軟件復(fù)位，前兩種可以通過硬件電路來實(shí)現(xiàn)復(fù)位，后一種而通過軟件編程實(shí)現(xiàn)。我們?cè)俨捎靡环N手動(dòng)復(fù)位方式。如圖6.1.2.2所示，為了在復(fù)位（）引腳上產(chǎn)生一個(gè)外部復(fù)位脈沖，

57、通常需要一個(gè)寬度為幾個(gè)納秒的有效低電平脈沖。在參數(shù)選擇上，使脈沖有效寬度為至少一個(gè)時(shí)鐘周期的脈沖，在Vcc與引腳間串一個(gè)上拉阻值為10k,保證芯片有效復(fù)位。（TMS320LF2407 系統(tǒng)設(shè)計(jì)及外擴(kuò)CAN總線設(shè)計(jì)）</p><p>　　圖6.1.2.2 手動(dòng)復(fù)位電路</p><p><b>　　(2) 時(shí)鐘電路</b></p><p>　　LF

58、2407的時(shí)鐘發(fā)生器可有兩種方式：一是外接晶振同內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生時(shí)鐘，如圖6.1.2.3所示，即將晶振連接在XTAL1/CLKIN和XTAL2引腳之間，這兩個(gè)管腳各接一個(gè)負(fù)載電容到地，LF2407內(nèi)部振蕩器被使能，生成時(shí)鐘。晶振應(yīng)具有30的有效串阻和1mW的功耗。二是直接用外部晶振時(shí)鐘。我們采用第一種。</p><p>　　圖6.1.2.3 外部晶振連接</p><p><b>　

59、　信號(hào)檢測電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　信號(hào)檢測電路為控制電路提供準(zhǔn)確的系統(tǒng)運(yùn)行信息，是控制系統(tǒng)的重要組成部分，通過對(duì)各個(gè)被控量的檢測，將檢測結(jié)果送入 DSP，DSP 根據(jù)確定的算法對(duì)檢測信號(hào)進(jìn)行處理并給出相應(yīng)的響應(yīng)量，來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)整體控制策略。與此同時(shí)，通過對(duì)部分信號(hào)的檢測還可以在其超出安全值域時(shí)發(fā)出警報(bào)，使 DSP 采取相應(yīng)的保護(hù)措施，從而有效的保護(hù)整個(gè)系統(tǒng)。</p><

60、p>　　電網(wǎng)電壓相位過零點(diǎn)檢測電路</p><p>　　整個(gè)系統(tǒng)的運(yùn)行需要已知電網(wǎng)電壓的相位過零點(diǎn)，圖 6.2.1.1為過零點(diǎn)檢測電路，輸入為網(wǎng)側(cè) A 相電壓，當(dāng)電壓為負(fù)半周時(shí)，C6 經(jīng)D6、D5、R2l 充電到 15V。在 A 相電壓通過零點(diǎn)進(jìn)入正半周之后，A 相電壓由負(fù)值變?yōu)檎?。?dāng)正半周電壓達(dá)到 1.4V 左右時(shí)，晶體管 T4 開始導(dǎo)通，C6 即通過限流電阻 R20、光耦中的 LED 和 T4 放電，

61、使該 LED 點(diǎn)亮。由于 T4 的集電極電流很大，C6 將迅速放電，故光耦中的 LED 只是短暫地點(diǎn)亮。這意味著 T4 只是短暫導(dǎo)通。C6 的容值為 0.1uF，同步輸出端將變低約 lms。改變 C6 的容值可以改變脈沖時(shí)間。輸出經(jīng)電阻分壓后接 DSP 的捕獲單元 CAP4。</p><p>　　圖6.2.1.1 過零檢測電路</p><p><b>　　直流母線電流檢測<

62、;/b></p><p>　　如圖6.2.2.1為直流母線電流檢測電路，通過電流霍爾傳感器的取樣，并將采集的信號(hào)輸送到6.3節(jié)中的I_BUS接口上，實(shí)行短路保護(hù)。負(fù)載短路是短路中的一種，雖然屬于過載一種，但是不能用過載保護(hù)來取代短路保護(hù)，一方面過載保護(hù)響應(yīng)速度一般比較慢，無法達(dá)到短路保護(hù)的要求；另一方面如果逆變器在輸出電流霍爾傳感器前發(fā)生短路，則輸出霍爾傳感器無法檢測到電流，也就不能進(jìn)行保護(hù)。短路保護(hù)信號(hào)取

63、樣傳感器只能接在直流側(cè)電容和逆變橋之間的母線上，不能接在整流橋和電容之間，因?yàn)槎搪钒l(fā)生時(shí)，電容上存儲(chǔ)的能量可能使功率管燒壞。</p><p>　　圖6.2.2.1 直流母線電流檢測電路</p><p><b>　　綜合保護(hù)電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　為了能夠安全地工作，逆變器必須具備完善的保護(hù)功能，雖然我們選擇的IPM芯片中包含相應(yīng)

64、的過流、欠壓、短路、過熱保護(hù)，但為了完善整個(gè)系統(tǒng)的保護(hù)功能，我們組另外再設(shè)計(jì)了一套短路、IGBT集電極過壓、過熱、過載保護(hù)電路。</p><p>　　IGBT集電極過壓：在用IGBT構(gòu)成的逆變器發(fā)生負(fù)載短路或者同一橋臂出現(xiàn)直通現(xiàn)象時(shí)，電源電壓直接加到IGBT的集、射極之間，流過IGBT的集電極電流將會(huì)急劇增加，此時(shí)若不迅速撤除柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)，IGBT將會(huì)被燒毀。</p><p>　　圖6.3

65、.1所示為三相逆變器綜合保護(hù)電路，包括過載保護(hù)、直流側(cè)短路保護(hù)、過熱保護(hù)，以及IGBT集電極過壓保護(hù)等。（《電力電子電路設(shè)》P211）</p><p>　　圖6.3.1 綜合保護(hù)電路</p><p>　　如6.3.1所示，CT_A、CT_B和CT_C為負(fù)載電流取樣信號(hào)，經(jīng)過半波整流后加在比較器的反相端，逆變器正常工作時(shí)，比較器輸出高電平；當(dāng)負(fù)載過流時(shí)。反相端信號(hào)峰值高于同相端電壓，比較器輸

66、出低電平，二極管導(dǎo)通信號(hào)變低，該信號(hào)接DSP的功率控制管腳，從而封鎖DSP的PWM輸出，同時(shí)引起中斷，通知CPU系統(tǒng)發(fā)生故障。如果想在DSP外封鎖PWM輸出，則需將信號(hào)鎖定以維持低電平狀態(tài)。</p><p>　　過熱保護(hù)信號(hào)通過溫度傳感繼電器獲取，溫度繼電器選擇常開型的，溫度等級(jí)根據(jù)系統(tǒng)需要進(jìn)行選擇，它和功率開關(guān)管一起安裝在同一散熱器上，并盡量靠近開關(guān)管，使溫度取樣盡可能接近功率管的實(shí)際溫度，當(dāng)過熱發(fā)生時(shí)，溫度繼

67、電器吸合，二極管導(dǎo)通，比較器的輸出電平翻轉(zhuǎn)為低電平，從而產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)。</p><p>　　D_OUT為集電極過壓保護(hù)信號(hào)，它來自IGBT的驅(qū)動(dòng)模塊（M57959L驅(qū)動(dòng)電路），當(dāng)IGBT處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，如果流過的電流過大，則集電極和發(fā)射極的電壓會(huì)迅速增大，所以檢測該電壓可迅速判斷IGBT是否過流。當(dāng)保護(hù)發(fā)生時(shí)，驅(qū)動(dòng)電路輸出一個(gè)高電平，即D_OUT變高，引起控制電路保護(hù)封鎖PWM脈沖。</p><

68、;p>　　I_BUS為短路檢測信號(hào)，實(shí)際上也是電流信號(hào)，采用電流霍爾傳感器取樣，信號(hào)取自輸入整流橋和逆變橋之間的直流側(cè)母線。</p><p><b>　　散熱設(shè)計(jì)</b></p><p>　　開關(guān)器件的熱設(shè)計(jì)方法</p><p>　　為了使功率開關(guān)器件安全工作，必須確保器件結(jié)溫 < ，而且不僅在額定負(fù)荷時(shí)需要確保，在超負(fù)荷等異常情況

69、下也必須保證控制在 以下,因此在散熱設(shè)計(jì)時(shí)要保證充分余量。 </p><p>　　熱阻的概念：熱平衡條件下兩點(diǎn)間的溫差與產(chǎn)生該溫差的耗散功率之比即為熱阻，。熱阻的等效電路如圖7.1.1所示。 </p><p>　　圖7.1.1 熱阻的等效電路</p><p>　　對(duì)于IGBT， （7-1）</p>

70、<p>　　其中，功率開關(guān)管損耗=開通損耗+關(guān)斷損耗+穩(wěn)態(tài)損耗，即：</p><p><b>　　（7-2）</b></p><p>　　已知條件： (=125℃-150℃)，考慮最高溫度工作情況取 50℃。</p><p>　　散熱通路：管芯－管殼－散熱器接觸面－散熱器散熱面－環(huán)境</p><p>　　簡化

71、：管芯－管殼—散熱器（）,由器件參數(shù)決定</p><p>　　散熱器—環(huán)境（），由散熱器形式、尺寸和散熱方式?jīng)Q定。</p><p><b>　　的選擇方法：</b></p><p>　　容量大的器件熱阻較小，且通態(tài)壓降低，發(fā)熱功率也會(huì)降低，但容量大的器件價(jià)格較高。</p><p>　　采用器件并聯(lián)或電路多重化，相當(dāng)于多個(gè)

72、熱阻并聯(lián)，可以有效降低熱阻，同樣成本會(huì)成倍提高。</p><p>　　管殼與散熱器的接觸熱阻也由廠家提供，接觸面上要用導(dǎo)熱硅脂填充導(dǎo)熱界面，減小接觸熱阻。</p><p><b>　　的選擇方法：</b></p><p>　　散熱面大的散熱器熱阻較低，合理的散熱設(shè)計(jì)可以事半功倍</p><p>　　散熱方式有自然空冷、強(qiáng)

73、制風(fēng)冷、水冷、油冷、熱管散熱等</p><p>　　自然風(fēng)冷（設(shè)為基準(zhǔn)1），小功率中常用 </p><p>　　強(qiáng)制風(fēng)冷（3～4），噪聲大、維護(hù)量大 </p><p>　　水冷（15～150），維護(hù)量極大，需要水處理和循環(huán)，有凝露 和低溫下凍結(jié)的問題 </p><p>　　油冷（15～30），維護(hù)量較水冷小，循環(huán)油冷效率可提高3倍 </

74、p><p>　　熱管散熱（30～40），效率很高，設(shè)計(jì)靈活</p><p>　　機(jī)箱結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)考慮：</p><p>　　（a）強(qiáng)度：框架和底板要求結(jié)實(shí)，可以承受變壓器、電抗器、散熱器等的重量，側(cè)面蓋板可以較薄，減輕重量 。</p><p>　?。╞）散熱：發(fā)熱器件位置集中布置在風(fēng)道的路徑上，避免成為其它器件的熱源 。</p>&l

75、t;p>　?。╟）調(diào)試、維護(hù)：需要調(diào)試的元器件模塊、易損的器件布置于容易接觸到的位置 。</p><p>　?。╠）電磁屏蔽：機(jī)箱各蓋板和底板之間應(yīng)有良好的搭接，機(jī)箱開孔盡可能少，輻射電磁場較強(qiáng)的元件應(yīng)遠(yuǎn)離開孔。</p><p><b>　　IGBT散熱計(jì)算</b></p><p><b>　　仿真</b></

76、p><p><b>　　設(shè)計(jì)技術(shù)參數(shù)及要求</b></p><p><b>　　系統(tǒng)仿真設(shè)計(jì)</b></p><p>　　圖 7－2 為系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖。其中，整流和逆變 SPWM 模塊均采用 Simulink 工具箱中的通用橋模塊，整流 PWM 模塊采取內(nèi)調(diào)制波生成，載波為三角波，頻率設(shè)定為1000Hz，輸出電壓頻率設(shè)定為10

77、00Hz；逆變 PWM 模塊也采取內(nèi)調(diào)制波生成，載波頻率設(shè)定為 2000Hz，輸出電壓頻率設(shè)定為 50Hz；前級(jí)調(diào)制幅值設(shè)定為 0，后級(jí)調(diào)制比為0.9；整流濾波電容器 C 選取為1.7F；負(fù)載采用 0～50kW 三相并聯(lián) RLC 負(fù)載。</p><p>　　圖7－2 系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖</p><p><b>　　仿真結(jié)果</b></p><p>

78、　　圖 7－3～圖 7－7 所示波形是在空載時(shí)應(yīng)用上述變流控制系統(tǒng)仿真后得到的仿真結(jié)果。圖 7－3 所示是輸入的電壓電流波形，可以看到，電壓符合給定的要求，即三相正弦波電壓，幅值為 250V，頻率為 30Hz。</p><p>　　圖7－3 輸入電壓電流波形</p><p>　　圖 7－4 所示是 PWM 整流器整流后經(jīng)大電容器 C 濾波后得到的直流電壓波形，直流電壓大小為 350V 左右

79、，當(dāng)電容器電容值選取恰當(dāng)時(shí)，輸出直流電壓跟蹤輸入交流電壓變化速度非?？?，波形幾乎呈一條水平直線；當(dāng)逐漸增大電容時(shí)，由于電容沖放電時(shí)間變長，波形變化比較緩慢，仿真速度較慢，時(shí)間較長，波形呈斜線上升趨勢；當(dāng)逐漸減小電容時(shí)，仿真速度較快，波形不平滑，使逆變器輸出波形產(chǎn)生畸變。所以，選擇濾波電容器的電容大小是個(gè)關(guān)鍵，經(jīng)反復(fù)調(diào)整，仿真運(yùn)行，根據(jù)輸出電壓波形選擇電容器電容大小為 1.7F，得到如圖7－4所示直流電壓波形和圖7－7示逆變器輸出電壓波形

80、，從波形上看是非常理想的。</p><p>　　圖7－4整流后電壓波形</p><p>　　圖7－5 所示是三相輸出電壓波形畸變率。逆變器輸出電壓主要受其輸入的直流電壓幅值和波形影響，如果整流電壓波形不平滑，幅值振幅較大，則逆變器的輸出波形便不是矩形波，逆變器波形越接近矩形波，則經(jīng)過三相無源濾波器濾波后，逆變器輸出波形越接近正弦波。</p><p>　　圖7－5 輸

81、出電壓THD</p><p>　　圖7－6所示是輸出端的三相電壓和三相電流波形。其中，相電壓大小為220V，頻率為 50Hz。</p><p>　　圖7－6 輸出電壓電流波形</p><p>　　圖7－7 輸出電壓波形（濾波前）</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[

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