畢業(yè)論文--基于matlab環(huán)境的ofdm信道估計方法研究

1、<p>　　基于matlab環(huán)境的OFDM信道估計方法研究</p><p>　　學(xué)院名稱　 電氣工程與自動化學(xué)院</p><p>　　專業(yè)班級 　 </p><p>　　學(xué)生姓名　 </p><p>　　導(dǎo)師姓名 </p><p>　　20

2、13 年 6月 10日</p><p><b>　　目 錄</b></p><p>　　摘 要....................................................1</p><p>　　Abstract.................................................2

3、 </p><p>　　第一章 緒論..........................................1</p><p>　　1.1 OFDM的意義和背景........................................1</p><p>　　1.2 OFDM的歷史及發(fā)展2</p><p>　　1.3 OF

4、DM系統(tǒng)的優(yōu)缺點3</p><p>　　1.3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)點3</p><p>　　1.3.2 OFDM技術(shù)的缺點4</p><p>　　第二章 OFDM技術(shù)4</p><p>　　2.1 OFDM基本原理4</p><p>　　2.2 OFDM的主要傳輸技術(shù)5</p><

5、;p>　　2.2.1 串并轉(zhuǎn)換5</p><p>　　2.2.2 DFT變換5</p><p>　　2.2.3 保護間隔和循環(huán)前綴7</p><p>　　2.2.4 加窗技術(shù)8</p><p>　　2.2.5 OFDM基本參數(shù)的選擇9</p><p>　　第三章 信道估計9</p>&

6、lt;p>　　3.1 基礎(chǔ)介紹10</p><p>　　3.2 幾種常見的信道估計算法11</p><p>　　3.2.1 一般系統(tǒng)信道估計模型11</p><p>　　3.2.2 基于LS算法的信道估計………………………………………….13</p><p>　　3.2.3 基于DFT的信道估計算法14</p>&

7、lt;p>　　3.2.4 基于濾波器的信道估計算法18</p><p>　　3.2.5 最大似然估計算法20</p><p>　　3.2.6 信道估計算法總結(jié)23</p><p>　　第四章 基于LS和DFT算法信道估計24</p><p>　　4.1 基于LS和DFT算法信道估計的MATLAB實現(xiàn)24</p>

8、<p>　　4.2 仿真分析及比較…………………………………………………… .24</p><p>　　第五章 總結(jié)...........,,...........................24</p><p>　　參考文獻……………………………………………………………… 26</p><p>　　致 謝..................

9、................................28</p><p>　　附 錄…………………………………………………………………29</p><p><b>　　摘　　要</b></p><p>　　在無線信道環(huán)境下，可靠、高速的數(shù)據(jù)傳輸是無線通信系統(tǒng)主要目標。正交頻分復(fù)用(OFDM)作為一種可以有效對抗符號間干擾(ISI)

10、和載波干擾（ICI）的高速傳輸技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用，而信道估計技術(shù)作為其關(guān)鍵技術(shù)之一也得到了很大的發(fā)展。信道估計是進行相干檢測、解調(diào)和均衡的基礎(chǔ)，它對OFDM（正交頻分復(fù)用）技術(shù)實現(xiàn)高速率的數(shù)據(jù)通信起著至關(guān)重要的作用。OFDM（正交頻分復(fù)用）系統(tǒng)以其抗多徑衰落和較高的頻帶利用率，在眾多領(lǐng)域得到了應(yīng)用。OFDM是實現(xiàn)無線通信的關(guān)鍵技術(shù)之一，針對OFDM通信系統(tǒng)特點, 本文對其信道估計技術(shù)進行研究,首先第一章介紹了OFDM的意義和背景，OFD

11、M的歷史及發(fā)展和OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點。第二章重點介紹了OFDM技術(shù)，包括OFDM的基本原理以及OFDM的主要傳輸技術(shù)。第三章在此基礎(chǔ)上對信道估計作了重點介紹，先對信道估計作了個基礎(chǔ)的介紹，緊接著介紹了幾種常見的信道估計算法，最后重點介紹了基于LS算法DFT信道估計算法的OFDM 系統(tǒng)的基本信道估計方法，并用MATLAB語言實現(xiàn)了基于LS算法DFT信道估計算法信道估計的計算機仿真。</p><p>　　關(guān)鍵詞： 正

12、交頻分復(fù)用　　信道估計 LS算法　　DFT信道估計算法　　仿真</p><p><b>　　Abstract </b></p><p>　　In the wireless channel environment, reliable, high-speed data transmission is the main goal of a wireless communic

13、ation system. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) as a way to effectively combat inter-symbol interference (ISI) and carrier interference (ICI) for high-speed transmission technology has been widely applied

14、, and channel estimation techniques as one of its key technologies have also been very big development. Channel estimation is coherent detection, demodulation and ba</p><p>　　Keywords: OFDM Channel estimatio

15、n; 　LS algorithm; 　DFT　channel estimation algorithm; simulation;</p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 OFDM的意義和背景</p><p>　　移動通信是現(xiàn)代通信系統(tǒng)不可缺少的組成部分。它不但集中了無線通信和有線通信的最新技術(shù)成就，

16、而且集中了網(wǎng)絡(luò)接收和計算技術(shù)的許多成果。目前，移動通信已從模擬通信發(fā)展到了數(shù)字通信階段，并且正朝著個人通信這一更高級階段發(fā)展。未來移動通信的目標是，能在任何時間任何地點，向任何人提供快速可靠的通信服務(wù)?？梢哉f移動通信從無線通信發(fā)明之日就產(chǎn)生了。1897年，M.G.馬可尼松所完成的無線通信實驗就是在固定點與一艘拖船之間進行的，當前的距離為18海里（約33公里）?，F(xiàn)代移動通信的發(fā)展始于20世紀20年代，但是一直到20世紀70年代中期，才迎來

17、了移動通信的蓬勃發(fā)展。</p><p>　　1978年底，美國貝爾實驗室研制成功先進移動電話系統(tǒng)（AMPS）,建成了蜂窩狀模擬移動通信網(wǎng)，大大提高了系統(tǒng)容量。與此同時，其他發(fā)達國家也相繼開發(fā)出蜂窩式公共移動通信網(wǎng)。這一階段的特點是蜂窩移動通信網(wǎng)成為應(yīng)用系統(tǒng)，并在世界各地迅速發(fā)展。移動通信得到迅猛發(fā)展的原因，除了用戶需求迅速增加這一主要推動力之外，還有幾方面技術(shù)發(fā)展提供條件。首先，微電子技術(shù)在這一時期得到迅速發(fā)展，

18、使通信設(shè)備能夠?qū)崿F(xiàn)小型化,微型化。其次，貝爾實驗室在20世紀70年代提出的蜂窩網(wǎng)的概念形成了移動通信新體制。蜂窩網(wǎng)，即所謂的小區(qū)制，大大提高了系統(tǒng)容量。第三方面進展是隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展而出現(xiàn)的微處理器技術(shù)日趨成熟以及計算機技術(shù)的迅猛發(fā)展，為大型通信網(wǎng)的管理與控制提供了技術(shù)手段。這一階段所誕生的移動通信系統(tǒng)一般被稱為是第一代移動通信系統(tǒng)。</p><p>　　從20世紀80年代中期開始，數(shù)字移動通信系統(tǒng)進入發(fā)

19、展和成熟時期。模擬蜂窩網(wǎng)的容量已不能滿足日益增長的移動用戶的需求。20世紀80年代中期，歐洲首先推出了全球移動通信系統(tǒng)（GSM,Global System for Mobile）。隨后美國和日本也相繼制訂了各自的數(shù)字移動通信體制。20世紀90年代初，美國Qualcomm公司推出了窄帶碼分多址（CDMA，Code-Division Multiple Access）蜂窩移動通信系統(tǒng)，這是移動通信系統(tǒng)發(fā)展中的里程碑。從此，碼分多址這種新的無線

20、接入技術(shù)在移動通信領(lǐng)域占據(jù)了越來越重要的地位。這些目前正在廣泛使用的數(shù)字移動通信系統(tǒng)就是第二代移動通信系統(tǒng)。</p><p>　　第二代移動通信系統(tǒng)主要為支持語音和低速率的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)而設(shè)計的。但隨著人們對通信業(yè)務(wù)范圍和語務(wù)速率要求的不斷提高，已有的第二代移動通信網(wǎng)將很難滿足新的業(yè)務(wù)需求。為了適應(yīng)新的市場需求，人們正在發(fā)展第三代（3G）移動通信系統(tǒng)。但是由于3G系統(tǒng)的核心網(wǎng)還沒有完全脫離第二代移動通信的核心網(wǎng)結(jié)構(gòu)，所

21、以普遍認為3G系統(tǒng)僅僅是一個從窄帶向未來移動通信系統(tǒng)過度的階段。目前，人們已經(jīng)把目光越來越多的投向超3G的移動通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以容納龐大的用戶數(shù)，改善現(xiàn)有通信質(zhì)量，達到高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊蟆募夹g(shù)層面來看，3G系統(tǒng)主要是以CDMA為核心技術(shù)，而3G以后的移動通信系統(tǒng)中正交頻分復(fù)用（OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing）最受矚目，有不少專家學(xué)者針對OFDM技術(shù)在無線通信技術(shù)上的應(yīng)用

22、從事研究。</p><p>　　目前世界范圍內(nèi)存在有許多數(shù)字無線通信系統(tǒng)，其中主要包括GSM系統(tǒng)，IS-136TDMA系統(tǒng)以及IS-95CDMA系統(tǒng)。其中GSM系統(tǒng)占據(jù)全球移動通信市場份額的58%，可以提供2.4kbit/s～9.6kbit/s以及14.4kbit/s的電路交換語音業(yè)務(wù)，還可以通過GPRS和EDGE分別提供9.6kbit/s和384kbit/s的分組交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。IS-136系統(tǒng)占有全球市場9%的

23、份額，它可以提供9.6kbit/sIS-136的電路交換語音和傳真業(yè)務(wù)。其最高數(shù)據(jù)傳輸速率可以達到40kbit/s～60kbit/s。IS-95系統(tǒng)占有的市場份額是14%，它能夠提供可變速率接入，其峰值速率分別可以達到9.6kbit/s 和14.4kbit/s，還可以通過使用蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)來提供19.2kbit/s的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。顯然，給予支持語音業(yè)務(wù)電路交換模式的第二代移動通信系統(tǒng)不能滿足多媒體業(yè)務(wù)的需要。</p>&

24、lt;p>　　對于高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)來說，單載波時分復(fù)用TDMA系統(tǒng)和窄帶CDMA系統(tǒng)都存在很大的缺陷。由于無線信道存在時延擴展，高速信息流的符號寬度又相對較窄，所以符號之間會存在較嚴重的符號間干擾（ISI），這對單載波TDMA系統(tǒng)中使用的均衡器提出了非常高的要求，即抽頭數(shù)量要足夠大，訓(xùn)練符號要足夠多，訓(xùn)練時間要足夠長，從而均衡算法的復(fù)雜度也會大大增加。對于窄帶CDMA來說，其主要問題在于擴頻增益與高速數(shù)據(jù)流之間的矛盾。在保證相同帶寬的

25、前提下，高速數(shù)據(jù)流所使用的擴頻增益就不能太高，這樣就大大限制了CDMA系統(tǒng)抵抗噪聲的優(yōu)點，從而使得系統(tǒng)的軟容量受到一定的影響，如果保持原來的擴頻增益，則必須要相應(yīng)的提高帶寬。此外，CDMA系統(tǒng)一個非常重要的特點是采用閉環(huán)的功率控制，這在電路交換系統(tǒng)中比較容易實現(xiàn)，但對于分組業(yè)務(wù)來說，這種閉環(huán)的功率控制問題也存在缺陷。</p><p>　　因此，人們開始關(guān)注OFDM系統(tǒng)，希望通過這種方法來解決高速信息流在無線信道中

26、的傳輸問題，從而可以滿足要求更高的多種多媒體業(yè)務(wù)和更快的網(wǎng)絡(luò)瀏覽速度。</p><p>　　1.2 OFDM的歷史及發(fā)展</p><p>　　1966年，Chang針對分散性的衰落信道最早提出了OFDM模式，距今已有40多年的歷史。OFDM的第一個實際應(yīng)用是軍用的無線高頻通信鏈路。但這種多載波傳輸技術(shù)在雙向無線數(shù)據(jù)方面的應(yīng)用卻是10年來的新趨勢。經(jīng)過多年的發(fā)展，該技術(shù)在廣播方式下的音頻和

27、視頻領(lǐng)域已得到廣泛的應(yīng)用。近年來，由于數(shù)字信號處理技術(shù)的飛速發(fā)展，OFDM作為一種可以有效對抗ISI的高速傳輸技術(shù)，引起了廣泛關(guān)注。OFDM技術(shù)已經(jīng)成功地應(yīng)用于非對稱數(shù)字用戶環(huán)路、無線本地環(huán)路、數(shù)字音頻廣播、高清晰度電視、無線局域網(wǎng)等系統(tǒng)中，它可以有效地消除信號多徑傳播所造成的ISI現(xiàn)象，因此在移動通信中的運用也是大勢所趨。</p><p>　　隨著人們對通信數(shù)據(jù)化、寬帶化、個人化和移動化的需求，OFDM技術(shù)在綜

28、合無線接入領(lǐng)域?qū)⒃絹碓降玫綇V泛的應(yīng)用。隨著DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，傅里葉變換/反變換、64/128/256QAM的高速Modem技術(shù)、格狀編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)、插入保護時段、減少均衡計算量等成熟技術(shù)的逐步引入，人們開始集中精力開發(fā)OFDM技術(shù)在移動通信領(lǐng)域的應(yīng)用，預(yù)計3G以后移動通信的主流技術(shù)將是OFDM技術(shù)。</p><p>　　OFDM還易于結(jié)合時空編碼、分集、干擾抑制以及智能天線等技術(shù)，最大程

29、度地提高物理層信息傳輸?shù)目煽啃?。如果再結(jié)合自適應(yīng)調(diào)制，自適應(yīng)編碼以及動態(tài)子載波分配，動態(tài)比特分配等技術(shù)，其性能可以進一步得到提高。</p><p>　　1.3 OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點</p><p>　　1.3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)點</p><p>　　OFDM技術(shù)具有以下優(yōu)點：</p><p>　　把高速率數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換，使每個子載

30、波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而有效地減少由于無線信道的時間彌散所帶來的ISI，減少了接收機內(nèi)的均衡的復(fù)雜度，有時甚至可以不采用均衡器，而僅僅通過采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響。</p><p>　?、?傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法是將頻帶分為若干個不相交的子頻帶來并行傳輸數(shù)據(jù)流，各個子信道之間要保留足夠的保護頻帶。而OFDM系統(tǒng)由于各個子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)

31、用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度的利用頻譜資源。當子載波個數(shù)很大時，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Baud/Hz。</p><p>　?、?各個子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過采用離散傅里葉反變換和離散傅里葉變換的方法來實現(xiàn)。而隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與DSP技術(shù)的發(fā)展，快速傅里葉反變換與FFT都是非常容易實現(xiàn)的。</p><p>　?、?無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般存在非對稱，即下行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量要大于

32、上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，這就要求物理層支持非對稱高速率數(shù)據(jù)傳輸，OFDM系統(tǒng)可以通過使用不同數(shù)量的子信道來實現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。</p><p>　　⑤ OFDM易于和其他多種接入方法結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多用戶可以同時利用OFDM技術(shù)進行信息的傳輸。</p><p>　　1.3.2

33、OFDM技術(shù)的缺點</p><p>　　OFDM系統(tǒng)由于存在多個正交的子載波，而且其輸出信號是多個子信道的疊加，因此與單載波相比，存在如下缺點：</p><p>　?、?易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴格的要求。由于無線信道的時變性，在傳輸過程中出現(xiàn)的無線信號頻譜偏移或發(fā)射機與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交

34、性遭到破壞，導(dǎo)致子信道間干擾，這種對頻率偏差的敏感性是OFDM系統(tǒng)的主要缺點之一。</p><p>　?、诖嬖谳^高的峰值平均功率比。多載波系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此如果多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠遠高于信號的平均功率，導(dǎo)致較大的峰值平均比。這就對發(fā)射機內(nèi)放大器的線性度提出了很高的要求，因此可能帶來信號畸變，使信號的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個子信道間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生干擾，

35、使系統(tǒng)的性能惡化。</p><p><b>　　第二章OFDM技術(shù)</b></p><p>　　2.1 OFDM基本原理</p><p>　　圖2-1為OFDM系統(tǒng)收發(fā)端的典型框圖[1]，發(fā)送端將被傳輸?shù)臄?shù)字信號轉(zhuǎn)換成子載波幅度和相位的映射，并進行IDFT將數(shù)據(jù)的頻譜表達式變到時域上。IFFT與IDFT的作用相同，只是有更高的計算效率，所以適

36、用于所有的應(yīng)用系統(tǒng)。其中，上半部分對應(yīng)于發(fā)射機鏈路，下半部分對應(yīng)于接收機鏈路。</p><p>　　接收端進行發(fā)送端相反的操作，將RF信號與基帶信號進行混頻處理，利用FFT分解頻域信號，子載波的幅度和相位被采集出來并轉(zhuǎn)換回數(shù)字信號。IFFT互為FFT反變換，選擇適當?shù)淖儞Q將信號接收或發(fā)送。當信號獨立于系統(tǒng)時，F(xiàn)FT和IFFT可以被交替使用。</p><p>　　2.2 OFDM的主要傳輸

37、技術(shù)</p><p>　　2.2.1 串并轉(zhuǎn)換</p><p>　　數(shù)據(jù)傳輸?shù)牡湫托问绞谴袛?shù)據(jù)流，符號被連續(xù)傳輸，每個數(shù)據(jù)符號的頻譜可占據(jù)整個可利用的帶寬，但在并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，許多符號被同時傳輸，提高了頻帶利用率，減少了那些在串行系統(tǒng)中出現(xiàn)的問題。</p><p>　　若假設(shè)N為載波個數(shù)，為一個OFDM符號的持續(xù)時間。則符號傳輸速率為,總頻帶帶寬為（假設(shè)保護

38、帶寬為）。</p><p>　　2.2.2 DFT變換</p><p>　　傅里葉變換將時域和頻域聯(lián)系在一起，傅里葉變換的形式有幾種，選擇哪種形式的傅里葉變換有工作的具體環(huán)境決定，大多數(shù)信號處理使用DFT。DFT是常規(guī)變換的一種變換形式，其中，信號在時域和頻域上均被抽樣。由DFT得定義，時間上波形連續(xù)重復(fù)，因此導(dǎo)致頻域上頻譜的連續(xù)重復(fù)?？焖俑道锶~變換（FFT）[2]僅是計算應(yīng)用的一種快速

39、數(shù)學(xué)方法，由于其高效性，使OFDM技術(shù)發(fā)展迅速。</p><p>　　一個OFDM符號之內(nèi)包含多個相移鍵控（PSK）或者正交幅度調(diào)制（QAM）的子載波。其中N表示子載波的個數(shù)，T表示OFDM符號的持續(xù)時間（周期），（i=0，1，2，…,N-1）是分配給每個自信道的數(shù)據(jù)符號，是第個子載波的載波頻率，矩形函數(shù),則從開始的OFDM符號可以表示為：</p><p><b>　　（2-1）

40、 </b></p><p>　　一旦將要傳輸?shù)谋忍胤峙涞絺€子載波上，某一種調(diào)制模式則將它們映射為子載波的幅度和相位，通常采用等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號:</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　其中是s（t）的實部和虛部分別對應(yīng)于OFDM符號的同相（In-phase）和正交（Quadratur

41、e-phase）分量，在世紀系統(tǒng)中可以分別與相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM符號。</p><p>　　假設(shè)一個OFDM符號所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但實際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號的調(diào)制方式，每個子載波都有相同的幅值和相位是不可能的，每個子載波在一個OFDM符號周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個周期，而且各個相鄰的子載波之間相差1個周期。這一特性可以用來解釋子載波間的正交性。&

42、lt;/p><p><b>　　這樣就有：</b></p><p><b>　　（2-3）</b></p><p><b>　　即載波間的正交性。</b></p><p>　　這種正交性還可以從頻域角度來解釋。根據(jù)式2-1，每個OFDM符號在其周期T內(nèi)包括多個非零的子載波。因此其頻

43、譜可以看做是周期為T的矩形脈沖的頻譜與一組位于各個子載波頻率上的沖擊函數(shù)的卷積。矩形脈沖的頻譜復(fù)制為sinc(fT)函數(shù)，這種函數(shù)的零點出現(xiàn)在頻率為1/T整數(shù)倍處。在每個子載波頻率最大值處，所有其他自信道的頻譜恰好為零。因此在對OFDM符號進行解調(diào)的過程中，需要計算這些點上所對應(yīng)的每個子載波頻率的最大值，所以可以從多個相互重疊的子信道符號中提取每一個子信道符號，而不會受到其他自信道的干擾。OFDM符號頻譜實際上可以滿足奈奎斯特準則。&l

44、t;/p><p>　　因此這種一個子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其他子信道頻譜為零點的特點可以避免載波間干擾的出現(xiàn)。</p><p>　　對于N大的系統(tǒng)來說，式2-2中的OFDM復(fù)等效基帶信號可以采用離散傅里葉逆變換方法來實現(xiàn)。令式2-2中的=0，并且忽略矩形函數(shù)，對于信號s（t）以T/N的速率進行抽樣，即令t=kT/N（k=0,1,2,…N-1）,則得到：</p><p>&

45、lt;b>　?。?-4）</b></p><p>　　可以看到等效為對進行IDFT運算。同樣在接收端，為了恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號，可以對進行DFT變換得到：</p><p><b>　　（2-5）</b></p><p>　　根據(jù)以上分析可得，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT和DFT來代替。通過N點的IDFT運算，把頻

46、域數(shù)據(jù)符號變換為時域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過射頻載波調(diào)制后，發(fā)送到無線信道中。其中每個IDFT輸出的數(shù)據(jù)符號都由所有子載波信號經(jīng)疊加而成，即對連續(xù)的多個經(jīng)過調(diào)制的子載波的疊加信號進行抽樣得的。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)的實際應(yīng)用中?？梢圆捎酶颖憬莸腎FFT/FFT。N點IDFT需要實施次的復(fù)數(shù)乘法，而IFFT可以顯著的降低運算的復(fù)雜度。</p><p>　　2.2.3 保護間隔和循環(huán)前

47、綴</p><p>　　為了最大限度的消除符號間干擾，還可以在每個OFDM符號之間插入保護間隔（GI）[3]，而且保護間隔的長度一般要大于無線信道中的最大實驗擴展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。若這段保護間隔是一段空白的傳輸時段，則由于多徑傳播的影響，會產(chǎn)生載波間干擾（ICI），子載波的正交性遭到破壞，不同的子載波間會產(chǎn)生干擾。因此可設(shè)置保護間隔為一段循環(huán)復(fù)制，即將每個OFDM符號的后時間中的

48、樣點復(fù)制到OFDM符號的前面，形成前綴，在交接點沒有任何的間斷這樣符號總的長度為,其中為OFDM符號總長度，為抽樣保護間隔長度，為FFT變換產(chǎn)生的無保護間隔的OFDM符號長度，則在接收端抽樣開始時刻應(yīng)該滿足：，其中是信道的最大多徑實驗擴展，當抽樣滿足該式時，ISI的影響很小，甚至沒有ISI。這樣保護間隔的離散長度，即樣點個數(shù)為</p><p>　　（2-6 ）

49、 </p><p>　　保護間隔、功率歸一化的OFDM的抽樣序列為：</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　經(jīng)過信道h(t)和加性高斯噪聲的作用

50、的接收信號為：</p><p><b>　?。?-8） </b></p><p>　　接收信號y(t)經(jīng)過A/D變換后得到序列，是對按的抽樣速率得到的數(shù)字抽樣。ISI只會對接受序列的前個樣點形成干擾，因此將前各樣點去掉，就可以完全消除ISI。對去掉保護間隔的序列進行DFT變換，可得到DFT輸出地多載波解調(diào)序列，得到個復(fù)數(shù)點：</p><p>&

51、lt;b>　?。?-9）</b></p><p>　　通過適當選擇子載波個數(shù)，可以使信道響應(yīng)平坦，插入保護間隔還有助于保持子載波間的正交性，因此可完全消除ISI和多徑帶來的ICI的影響，接收信號的頻域表達式為：</p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　其中為第個子載波的復(fù)衰落系數(shù)，代表第個子信道的

52、AWGN,它的實部與虛部均服從零均值高斯分布，且相互獨立。</p><p><b>　　噪聲方差為：</b></p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　2.2.4 加窗技術(shù)</p><p>　　在式2-1中，假設(shè)，可以得到功率歸一化的OFDM信號的復(fù)包絡(luò)[4]：<

53、/p><p><b>　　（2-12）</b></p><p>　　其中是功率歸一化因子，。OFDM符號的功率譜密度為個子載波波上的信號的功率譜密度之和：</p><p>　?。?-13） </p><p>　　根據(jù)OFDM符號的功率譜密度，其帶外功率譜密度衰減比較慢，即帶外輻射功率比較大。隨著子載波數(shù)量的增加

54、，由于每個子載波功率譜密度主瓣和旁瓣變窄，OFDM符號功率譜密度的下降會逐漸增加。但即使256個子載波的情況中，其-40dB帶寬仍然會是-3dB帶寬的4倍。</p><p>　　因此為了讓帶寬外的功率譜密度下降的更快，則需要對OFDM符號采用加窗技術(shù)。通常采用的窗類型為升余弦函數(shù)，其定義如下：</p><p><b>　　(2-14)</b></p>&

55、lt;p>　　其中表示加窗前的符號長度，而加窗后的長度應(yīng)該為，從而允許在臨時符號之前存在又相互覆蓋的區(qū)域。</p><p>　　實際上一個OFDM符號的形成可以遵循以下過程：首先在個經(jīng)過數(shù)字調(diào)制的符號的后面補零，構(gòu)成N個輸入樣值序列，然后進行IFFT運算。然后IFFT輸出的最后樣值被插入到OFDM符號的最前面，而且IFFT輸出的字前面?zhèn)€樣值被插入到OFDM符號的最后面。最后OFDM符號與升余弦函數(shù)時域相乘，

56、使得系統(tǒng)帶寬之外的功率可以快速下降。</p><p>　　2.2.5 OFDM基本參數(shù)的選擇</p><p>　　首先要確定3個參數(shù)：帶寬，比特率，保護間隔。</p><p>　　保護間隔的長度應(yīng)該為應(yīng)用移動環(huán)境信道的時延擴展均方根的倍。一般選擇符號周期長度是保護間隔長度的5倍，之后子載波的數(shù)量可以直接利用-3dB帶寬除以子載波間隔（即去掉保護間隔之后的符號周期的

57、倒數(shù)）得到?；蛘呖梢岳盟蟮谋忍厮俾食悦總€子信道的比特速率除以每個子信道的比特率來確定子載波的數(shù)量。每個信道中所傳輸?shù)谋忍芈士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號速率來確定。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制模式可以基于功率或是頻譜利用率來選擇，應(yīng)用到每個子載波的調(diào)制模式的選擇只能是數(shù)據(jù)速率需求與傳輸穩(wěn)定性之間的折中。</p><p>　　第三章 信道估計</p><p><b>　　3.1

58、 基礎(chǔ)介紹</b></p><p>　　信道描述了信號從發(fā)端到收端所經(jīng)歷的一切媒介，包括從發(fā)射機到接收機之間信號傳播所經(jīng)歷的物理媒質(zhì)，如電纜信道、光纜信道、無線信道等。信號在物理媒質(zhì)傳播，會引起信號的相頻失真、符號間干擾等現(xiàn)象。為了更好的描述信道對信號的影響，引入了信道模型的概念。絕大多數(shù)的信道模型是通過研究信號在特定環(huán)境下的特性來設(shè)定的。信道估計可以定義為描述物理信道對輸入信號的影響而進行定性研究的

59、過程。所謂信道估計就是信道對輸入信號影響的一種數(shù)學(xué)表示。而“好”的信道估計就是使得某種估計誤差最小化的估計算法，例如LS算法。</p><p>　　通過信道估計算法，接收機可以得到信道的沖激響應(yīng)。自適應(yīng)的信道均衡器利用信道估計來對抗ISI的影響。分集技術(shù)利用信道估計，實現(xiàn)與接收信號最佳匹配的接收機。最大似然檢測通過信道估計使得接收端錯誤概率最小化。</p><p>　　建立信道模型后，需要

60、根據(jù)實際信道的變化來更新模型的參數(shù)，從而選擇合適的信道估計算法，使得估計誤差最小?？偟膩碚f信道估計算法有2種，一種是基于訓(xùn)練序列的估計算法，一種是盲估計算法。基于訓(xùn)練序列的信道估計算法是指利用接收機已知的信息來進行信道估計。它的一個好處在于其應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無線通信系統(tǒng)。它的缺點是訓(xùn)練序列占用了信道比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，浪費了帶寬。另外，在接收端，要將整幀的信號接收后才能提取出訓(xùn)練序列進行信道估計，帶來了不可避免的時

61、延，所以對幀結(jié)構(gòu)提出了限制要求，比如快衰落信道下，由于信道的相關(guān)時間可能小于幀長，基于訓(xùn)練序列的信道估計算法應(yīng)用受到限制。</p><p>　　盲估計不需要訓(xùn)練序列。盲估計算法的實現(xiàn)需要利用傳輸數(shù)據(jù)的內(nèi)在的數(shù)學(xué)信息。這種算法與基于訓(xùn)練序列的算法相比雖然節(jié)約了帶寬，但是運算量太大，靈活性很差，在實時系統(tǒng)中的應(yīng)用受到限制。但是盲估計算法不需要訓(xùn)練序列，與基于訓(xùn)練序列的信道估計算法相比提高了系統(tǒng)的效率，所以它在無線通信

62、中的應(yīng)用越來越受到重視。</p><p>　　針對不同的信道情況，基于訓(xùn)練序列的信道估計分為基于慢衰落信道下的信道估計和基于快衰落信道下的信道估計，分別對應(yīng)塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻。這里所說的快衰和慢衰是根據(jù)信道與信號變化快慢的相對關(guān)系而確定的。如果信道在OFDM信號一幀的時間內(nèi)保持準靜止，則稱之為慢衰信道；如果在一幀時間內(nèi)發(fā)生顯著變化，則稱之為快衰信道。</p><p>　　3.2 幾種常見

63、的信道估計算法</p><p>　　3.2.1 一般系統(tǒng)信道估計模型</p><p>　　信道模型如圖3-1，數(shù)字信號在多徑衰落信道中傳送，噪聲視為理想加性高斯白噪，表示為。接收機的任務(wù)就是從接收信號中檢測出發(fā)送信息，此外，檢測器還需要信道矢量，這需要用信道估計算法得到。</p><p>　　接收到的信號可以表示為：</p><p><

64、;b>　　(3-1)</b></p><p>　　其中，為信道沖激響應(yīng)，表示為：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　N為噪聲抽樣。在每一個數(shù)據(jù)包中發(fā)射機都傳送一個訓(xùn)練序列。訓(xùn)練序列表示為：</p><p><b>　?。?-3）</b></p

65、><p>　　參考長度，為保護長度，為雙極性元素，。矩陣表示為：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　LS信道估計算法就是要使以下平方誤差最?。?lt;/p><p><b>　　（3-5）</b></p><p>　　若只考慮高斯白噪聲，則上式可以表示

66、為：</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　其中和分別表示矩陣的厄密共軛和矩陣的逆。</p><p>　　基于訓(xùn)練序列的信道估計方法[5]的基本思想就是利用發(fā)端和收端都已知的序列進行信道估計?；谟?xùn)練序列的估計方法大致分為兩類：一類是在頻域內(nèi)進行信道估計，另一類是在時域內(nèi)進行信道估計。根據(jù)OFDM的基本構(gòu)成，可以在

67、時域內(nèi)和頻域內(nèi)進行導(dǎo)頻的插入。導(dǎo)頻插入的方式有很多，塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻是兩種典型的插入法，它們分別對應(yīng)慢衰落和快衰落的信道情況如圖3-2所示，塊狀導(dǎo)頻周期性地在時域內(nèi)插入特定的OFDM符號，在信道中傳輸。這種導(dǎo)頻的插入方式適合于慢衰落的無線信道中，即在一個OFDM塊中，信道視為準靜止。因為這種訓(xùn)練序列包括所有的子載波，不需要在接收端進行頻域內(nèi)的插值，所以這種導(dǎo)頻的設(shè)計方案對頻率選擇性不是很敏感。這種信道估計算法一般基于LS和MMSE。如

68、圖3-3，梳狀導(dǎo)頻均勻分布于每個OFDM塊中。假設(shè)兩種導(dǎo)頻的導(dǎo)頻載荷相同，梳狀導(dǎo)頻有更高的重傳率，因此梳狀導(dǎo)頻在快衰落信道下估計的效果會更好。但是在梳狀導(dǎo)頻的情況下，非導(dǎo)頻子載波上的信道特性只有根據(jù)對導(dǎo)頻子載波上的信道特性的插值才能得到，這種導(dǎo)頻方式對頻率選擇性衰落比較敏感。為了有效對抗頻率選擇性衰落，子載波間隔要求比信道的相關(guān)帶寬要小的多。</p><p>　　3.2.2 基于LS算法的信道估計</p&g

69、t;<p>　　圖3-4為OFDM系統(tǒng)的等效基帶模型[14]。保護間隔通常選擇為循環(huán)前綴，這樣既保持了子載波間的正交性，又可以消除符號間干擾。同時假設(shè)信道特性是緩慢變化的，即在一個OFDM符號內(nèi)視為準靜止的。而且暫時不考慮多普勒頻偏對系統(tǒng)的影響，即由此產(chǎn)生的子載波間干擾（ISI）。</p><p>　　假設(shè)OFDM系統(tǒng)模型用下式表示：</p><p><b>　　（

70、3-7）</b></p><p>　　式中為信道響應(yīng)；為已知的導(dǎo)頻發(fā)送信號；為接收到的導(dǎo)頻信號；為在導(dǎo)頻子信道上疊加的AWGN矢量。</p><p>　　LS為最小二乘(Least—Square)信道估計， LS算法就是對（3-7）式中的參數(shù)進行估計，使函數(shù)（3-8）最小。</p><p><b>　?。?-8）</b></p

71、><p>　　其中是接收端導(dǎo)頻子載波處的接受信號組成的向量；是經(jīng)過信道估計后得到的導(dǎo)頻輸出信號；是信道響應(yīng)的估計值。</p><p><b>　　（3-9）</b></p><p>　　由此可以得到LS算法的信道估計值為：</p><p><b>　?。?-10）</b></p><

72、p>　　可見，LS估計只需要知道發(fā)送信號，對于待定的參數(shù)，觀測噪聲，以及接收信號的其它統(tǒng)計特征，都不需要其它的信息，因此LS信道估計算法的最大優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單，計算量小，僅通過在各載波上進行一次除法運算即可得到導(dǎo)頻位置子載波的信道特征。但是，LS估計算法由于在孤寂時忽略了噪聲的影響，所以信道估計值對噪聲干擾以及ICI的影響比較敏感。在信道噪聲較大時，估計的準確性大大降低，從而影響數(shù)據(jù)子信道的參數(shù)估計。</p><

73、p>　　3.2.3 基于DFT的信道估計算法</p><p>　　為了降低二維信道估計的復(fù)雜度，可以分別在時域和頻域內(nèi)進行信道估計，即進行兩個一維的信道估計，于是就提出了一種先在時域內(nèi)進行信道估計，再進行頻域估計的信道估計算法。這種算法利用兩個相互獨立的有限沖激響應(yīng)維納濾波器，兩個濾波器分別應(yīng)用在時域和頻域內(nèi)。</p><p>　　基于DFT的信道估計算法[6]首先進行LS算法的信

74、道估計，再經(jīng)過IDFT進入時域，在時域內(nèi)進行線性變換，最后經(jīng)過DFT進入頻域。</p><p>　　圖3-5為基于DFT信道估計算法的系統(tǒng)模型。信道視為慢衰落的瑞利信道，而且在一個OFDM符號內(nèi)認為準靜止。在這種假設(shè)下，系統(tǒng)可以表示為一系列平行高斯信道，如圖3-5所示。</p><p>　　其中，為信道在一個OFDM符號內(nèi)的信道沖激響應(yīng)的頻域表示，為系統(tǒng)的抽樣間隔。最小平方誤差（LS）的信

75、道估計表達式為：</p><p><b>　　（3-11）</b></p><p>　　進一步得到線性最小均方誤差（LMMSE）估計為：</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p><b>　　（3-13）</b></p><p>

76、　　其中，為信道沖激響應(yīng)的自相關(guān)矩陣，為加性高斯白噪聲的方差。MMSE算法的運算量要比LS算法大得多，因為每當信號變化的時候，矩陣就要隨之變化。為了進一步降低MMSE算法的復(fù)雜度，可以將用它的期望值代替，而且仿真結(jié)果表明，這種近似帶來的性能惡化可以忽略。信號等概率調(diào)制情況下有：</p><p><b>　　（3-14）</b></p><p><b>　　其

77、中，為單位矩陣。</b></p><p>　　我們定義平均信噪比為，進一步簡化，我們得到：</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　其中在指定的星座調(diào)制中為常數(shù)。因為如果不再是一個矩陣變量，所以不必在變化的時

78、候重新計算一次。而且，如果在假設(shè)信道已知的情況下，和可以設(shè)為常數(shù)，則只需計算一次。</p><p>　　設(shè)信道沖激響應(yīng)對應(yīng)的第Ｋ個子載波表示為：</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p>　　其中，直接相互獨立。</p><p>　　信道的相關(guān)性矩陣可以表示為：</p><p&

79、gt;<b>　?。?-18）</b></p><p><b>　　其中， </b></p><p><b>　?。?-19）</b></p><p><b>　　已知</b></p><p><b>　?。?-20）</b><

80、/p><p><b>　?。?-21）</b></p><p>　　為的概率密度函數(shù)，為功率延時包絡(luò)，有</p><p><b>　?。?-22）</b></p><p>　　當趨向于無窮大時，得到歸一化頻域內(nèi)的信道相關(guān)特性：</p><p><b>　?。?-23）&

81、lt;/b></p><p>　　將MMSE作為參考和基于DFT信道估計算法的起點，基于DFT信道估計算法的結(jié)構(gòu)如圖3-7：</p><p>　　將LS算法得到的信道特性進行傅里葉反變化（IDFT）得到，在時域內(nèi)進行信道估計。實驗結(jié)果表明，在信道滿足整數(shù)點采樣信道的情況下，在時域內(nèi)，能量只集中在少數(shù)幾個采樣點上，我們可以利用這種能量集中的特性在時域內(nèi)進行信道估計，復(fù)雜度將大大降低。&

82、lt;/p><p>　　得到后，進行線性變化得到，再進行離散傅里葉變換（DFT），得到。這種算法利用了時域內(nèi)能量集中和傅里葉變換的特性來減小復(fù)雜度，而且信道估計性能沒有明顯的惡化。</p><p>　　時域內(nèi)的變換式可以表示為：</p><p><b>　　（3-24）</b></p><p>　　其中，為維的DFT矩陣：&

83、lt;/p><p><b>　　其中</b></p><p>　　可以通過簡化來降低系統(tǒng)的復(fù)雜度。最直接的方法就是忽略中較小的參數(shù)。只讓信噪比較大的參數(shù)經(jīng)過DFT進入頻域。這要求系統(tǒng)的定時比較準確，如果同步做的不好，則信道能量分布在整個子載波范圍內(nèi)，再忽略一些參數(shù)就不可避免的會引起較大的誤差。</p><p>　　3.2.4 基于濾波器的信道估計

84、算法</p><p>　?。?）Hoeher提出的頻域維納濾波器[10]，由有限長度單位沖激響應(yīng)濾波器（FIR）組成，缺點是硬件的復(fù)雜度很高。</p><p>　　（2）固定抽頭濾波器（Fixed tap filter）[11]，利用頻域內(nèi)固定抽頭濾波器，可以通過平均子載波信號矢量消除噪聲，從而提高信道估計的精確度，這種濾波器起到一種均衡的效果。而且，這種FIR濾波器應(yīng)用移動來代替相乘器，

85、從而降低了設(shè)備的復(fù)雜度。</p><p>　?。?）可調(diào)節(jié)濾波器（Adaptive filter）[12]為了跟蹤信道并及時反映信道的變化，提高信道估計的性能，采用可調(diào)節(jié)濾波器，即濾波器的抽頭參數(shù)是可變化的，如圖3-8所示這種變化是根據(jù)每個子載波幅度和相鄰子載波矢量的差異來進行的。</p><p>　　這種方案的具體實現(xiàn)步驟為：確定估計信道衰減值的幅度：</p><p&

86、gt;<b>　?。?-25）</b></p><p>　　是應(yīng)用LS算法估計得到的信道特性，是的一個元素。</p><p>　　定義為相鄰子載波級差向量：</p><p><b>　?。?-26）</b></p><p>　　其中為一個OFDM符號的子載波數(shù)。</p><p&g

87、t;　　由R得到差向量電平V，定義為：</p><p><b>　?。?-27）</b></p><p>　　其中。這里，與是一些經(jīng)驗數(shù)值。</p><p><b>　　確定幅度電平：</b></p><p><b>　?。?-28）</b></p><p&

88、gt;　　其中，由值決定可調(diào)節(jié)濾波器的階數(shù)</p><p><b>　?。?-29）</b></p><p>　　濾波器方框圖如圖3-9所示的可調(diào)節(jié)濾波器結(jié)構(gòu)。其中</p><p>　　FIR濾波器的系數(shù)為：</p><p>　　對應(yīng)3抽頭的濾波器；</p><p>　　對應(yīng) 5抽頭的濾波器；&l

89、t;/p><p>　　對應(yīng)7抽頭的濾波器。</p><p>　　這種算法尤其適用于高速的無線局域網(wǎng)，實現(xiàn)起來相對簡單，而且算法收斂時間比較快。但是該算法也存在一些問題，比如說參數(shù)R的確定，在很大程度上取決于經(jīng)驗數(shù)值。</p><p>　　3.2.5 最大似然估計算法</p><p>　　最大似然估計算法[13]是估計和檢測算法中的一種基礎(chǔ)方法，

90、它在檢測與估值中的應(yīng)用比較廣泛，尤其是在理論分析時。但是由于它的復(fù)雜度，很大程度上使其應(yīng)用受到限制。</p><p>　　下面簡單介紹一下最大似然算法和最大后驗概率估計算法。設(shè)發(fā)端信號為，收端信號為，為了使接收端錯誤最小，就要求后驗概率最大。由貝葉斯公式：</p><p><b>　?。?-30）</b></p><p>　　對于，選擇使得最大

91、的對應(yīng)的符號作為輸出。由此，得到MAP準則：使得統(tǒng)計意義上平均錯誤概率最小。</p><p><b>　　則輸出判為</b></p><p><b>　　由貝葉斯公式得到：</b></p><p>　　若則判為 （3-31）</p><p>　　其中，稱為似然概率，為先驗概率。</p>

92、<p><b>　　令，得到ML準則：</b></p><p>　　則判為 （3-32）</p><p>　　經(jīng)過推導(dǎo)可以得到MAP與ML之間的關(guān)系，即滿足ML準則一定滿足MAP準則，但滿足MAP準則不一定滿足ML準則。</p><p>　　以ML準則為基礎(chǔ)，進行OFDM的信道估計算法研究。該算法采用迭代方法，首先利用導(dǎo)頻或前一個

93、OFDM符號計算得到信道的初始狀態(tài)，再用直接判決模式進行迭代運算跟蹤信道的變化。OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)特點為這種算法提供了方便。下面介紹一下迭代算法的實現(xiàn)。</p><p>　　設(shè)接收端經(jīng)過FFT后的接收信號為：</p><p><b>　?。?-33）</b></p><p>　　其中，為信道的頻率響應(yīng)，為高斯白噪聲的傅里葉變換，為子載波數(shù)目，為

94、多徑信道的徑數(shù)。</p><p>　　以ML準則為基礎(chǔ)，進行信道估計。通常，信道頻域響應(yīng)參數(shù)彼此相關(guān)的，而時域沖激響應(yīng)參數(shù)是相互獨立的，因此在運算時，時域的參數(shù)要小于頻域的參數(shù)，所以通常是在時域內(nèi)進行ML算法研究。</p><p>　　用，和分別表示發(fā)送信號，信道沖激響應(yīng)和接收信號。在給定和的情況下的似然函數(shù)為：</p><p><b>　?。?-34）&

95、lt;/b></p><p>　　為噪聲實部或虛部的方差，即。定義為“距離”函數(shù)，可以表示為：</p><p><b>　?。?-35）</b></p><p>　　再就是需要找到和，使得最大，也就是最小。</p><p>　　設(shè)，在已知的情況下，對求導(dǎo)可得下式：</p><p><b

96、>　?。?-36）</b></p><p><b>　?。?-37）</b></p><p><b>　　推導(dǎo)后得到下式：</b></p><p><b>　?。?-38）</b></p><p>　　其中和定義為和經(jīng)過IFFT得到的結(jié)果：</p>

97、<p><b>　?。?-39）</b></p><p><b>　?。?-40）</b></p><p>　　對上式兩邊同時進行維的傅里葉變換，得到：</p><p><b>　　（3-41）</b></p><p>　　上標（）表示維度是的傅里葉變換。由上式得

98、到：</p><p><b>　　（3-42）</b></p><p>　　對于一般的常系數(shù)調(diào)制而言，對所有的有，為常數(shù)，有：</p><p><b>　?。?-43）</b></p><p><b>　　可以得到：</b></p><p><b&

99、gt;　　（3-44）</b></p><p>　　所以，在給定的的情況下，得到ML算法下的信道沖激響應(yīng)。由于OFDM系統(tǒng)在設(shè)計符號結(jié)構(gòu)時要求符號的保護間隔要大于多徑信道的徑數(shù)，所以通常取。</p><p>　　在估計得到信道沖激特性或之后，應(yīng)用ML算法得到發(fā)送信號：</p><p><b>　?。?-45）</b></p&g

100、t;<p>　　3.2.6 信道估計算法總結(jié)</p><p>　　由前幾節(jié)可以看出，每個信道估計方法都有自己的優(yōu)點和缺點。</p><p>　　基于DFT的信道估計算法是利用能量集中的特性在時域內(nèi)進行信道估計。所謂的能量集中特性就是指，在信道滿足整數(shù)點采樣信道的情況下，在時域內(nèi)，能量只集中在少數(shù)幾個采樣點上。雖然利用這種特性，在信道估計中它的復(fù)雜度大大降低，但是在非整數(shù)點采

101、樣信道的情況下，雖然信道功率仍然相對集中，但散落在所有載波上，在簡化運算時舍去一部分值會帶來不可避免的誤差，存在誤差的“地板效應(yīng)”。另外，在信道同步定時不是很理想的時候，會出現(xiàn)采樣不匹配的缺陷。</p><p>　　基于頻域維納濾波器的信道估計算法硬件的復(fù)雜度太高，不適用一般的信道估計?；诠潭ǔ轭^濾波器可以通過平均子載波信號矢量消除噪聲，提高信道估計器的精確度，達到均衡的效果，而且降低了設(shè)備的復(fù)雜度。但是它對同

102、步要求太高，在同步不理想的情況下，誤差較大?；诳烧{(diào)濾波器的信道估計算法，可以及時跟蹤信道并反映信道的變化，提高估計的性能，它尤其適用于高速的無線局域網(wǎng)，實現(xiàn)起來相對簡單，而且算法收斂時間比較快。但是由于其控制抽頭的參數(shù)，在很大程度上取決于經(jīng)驗數(shù)值，這直接導(dǎo)致了這種算法估計的不穩(wěn)定性。</p><p>　　最大似然估計算法在檢測和估值中的應(yīng)用相當廣泛，尤其是在理論分析上，但是它的復(fù)雜度過大，使其在實際應(yīng)用中收到了

103、很大的限制。</p><p>　　表3-10 幾種信道估計方法的比較</p><p>　　由表3-10可知，每一種信道估計算法都有自己的優(yōu)點和缺點，所以在選擇信道估計算法的時候，要注意要求的精確度，再結(jié)合計算的復(fù)雜度找出一種最合適的信道估計方法。</p><p>　　第四章 基于LS和DFT算法信道估計</p><p>　　4.1 基于LS

104、和DFT算法信道估計的MATLAB實現(xiàn)</p><p>　　設(shè)定載波數(shù)目為64，OFDM符號個數(shù)為50，循環(huán)前綴為8，導(dǎo)頻間隔為8，調(diào)制模式為16，信噪比取值0到20，步長為2，循環(huán)次數(shù)為15。</p><p>　　基于LS和DFT算法的信道估計的MATLAB實現(xiàn)程序（見附錄）。</p><p>　　4.2 仿真分析及比較</p><p>

105、　　經(jīng)過MATLAB仿真，得到仿真結(jié)果如圖4-2：圖中紫色的線表示LS信道估計的變化曲線，黑色的線表示DFT信道估計的變化曲線。</p><p>　　圖4-2 OFDM系統(tǒng)的LS和DFT信道估計</p><p>　　由上圖可知：在LS算法和DFT信道估計的情況下，系統(tǒng)的誤比特率，隨著信道信噪比的增大反而逐步減小。隨著信道信噪比越來越大，LS信道估計比DFT信道估計減少的更快。LS算法和D

106、FT算法簡單實用，不僅適用于慢衰落下的信道估計，也同樣適用于快衰落下的信道估計。在信道估計精確度要求不高的情況下，基于這兩種算法的信道估計器是相對簡單、實用的估計器。</p><p><b>　　第五章 總結(jié)</b></p><p>　　進入21世紀以來，無線通信技術(shù)正在以前所未有的速度向前發(fā)展，而作為第4代高速率通信系統(tǒng)的候選方案之一——正交頻分復(fù)用（OFDM），

107、已經(jīng)有很多專家針對它在無線通信技術(shù)上的應(yīng)用展開了研究。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)中，由于無線通信系統(tǒng)信道的影響，為了提高接收端的判決性能，必須進行信道估計，OFDM系統(tǒng)信道的估計算法的研究變得十分重要。</p><p>　　本文首先介紹了OFDM系統(tǒng)，包括它的發(fā)展現(xiàn)狀、優(yōu)缺點和幾個關(guān)鍵技術(shù)，OFDM可以有效的減少ISI的影響，而且OFDM本身擁有均衡特性，可以看出OFDM系統(tǒng)信道

108、估計具有得天獨厚的技術(shù)優(yōu)勢。</p><p>　　接著給出了OFDM系統(tǒng)的收發(fā)機原理框圖，并對其中的串并轉(zhuǎn)換、DFT、保護間隔、循環(huán)前綴、加窗技術(shù)和OFDM基本參數(shù)的選擇做出了詳細解釋。</p><p>　　然后給出了信道估計系統(tǒng)的框圖，及設(shè)計要求?！昂谩钡男诺拦烙嬎惴ň褪且鼓撤N估計誤差最小化。接著給出了幾種常見的信道估計器的設(shè)計過程，基于DFT的信道估計算法、基于LS的信道估計算法、基

109、于濾波器的信道估計算法和最大似然估計算法，比較了它們的優(yōu)缺點。</p><p>　　針對不同的信道情況，采用不同的信道估計算法。我采用了基于LS算法和DFT的信道估計方法，利用MATLAB語言做出了仿真圖像。在精確度要求不是很高的情況下，基于LS算法和DFT的信道估計器能有效簡化運算。實驗表明：基于LS算法和DFT的信道估計方法是兩種有效實用的信道估計方法。</p><p><b&g

110、t;　　參考文獻</b></p><p>　　[1]. 彭木根,王文博,等．下一代寬帶無線通信系統(tǒng)[M].北京：機械工業(yè)出版社,2007 </p><p>　　[2] .希瑞克斯(北京)通信設(shè)備有限公司．無線通信的MATLAB和FPGA實現(xiàn)[J].北京：人民郵電出版社,2009</p><p>　　[3]. 史治國,洪少華,陳抗生．基于XILINX FP

111、GA的OFDM通信系統(tǒng)基帶設(shè)計[M]．浙江：浙江大學(xué)出版社,2009</p><p>　　[4] .王文博,鄭侃．寬帶無線通信OFDM技術(shù)[M]．北京：人民郵電出版社,2003</p><p>　　[5]. Juha Heiskala,Jone Terry．OFDM無線局域網(wǎng)[M]．北京：電子工業(yè)出版社,2003</p><p>　　[6]. W.T.Webb,R.

112、Steels,Variable rate QAM for mobile radio,IEEE Trans.Communications,vol.43,July 1995,pp.2223-2230</p><p>　　[7]. 樊昌信,詹道庸,徐炳祥,等．通信原理[M].北京：國防工業(yè)出版社,1995</p><p>　　[8] .楊家瑋,盛敏,劉勤.移動通信基礎(chǔ)[M].北京：電子工業(yè)出版社

113、，2005.10</p><p>　　[9] .Keller,Thomas,and Lajos Hanzo.Adaptive Multicarrier Modulation:A Convenient Framework for Time-Frequency Processing in Wireless Communications.IEEE Proceedings of the IEEE88,2000.609-6