電力電子技術畢業(yè)論文--軟開關變流器

1、<p><b>　　摘 要</b></p><p>　　隨著電力電子技術的發(fā)展，其各種變流裝置趨于小型化、輕量化，對電路開關的頻率提出了更高的要求。在一些小功率場合，半橋結構由于其結構簡單而受到廣泛應用。由于半橋橋臂兩開關管工作于高頻開關狀態(tài)，其開關損耗不容忽視，而采用軟開關技術則可以降低或消除開關損耗，提高效率和功率密度。而實現(xiàn)軟開關可通過加諧振電路或通過控制脈沖控制都可實現(xiàn)軟

2、開關。軟開關半橋控制策略又有4種。本文通過對4種控制策略進行分析和比較，根據(jù)不同的控制策略確定各策略的應用場合及在各種場合下的不同技術參數(shù)。</p><p>　　關鍵詞： 半橋 變流器 軟開關 控制策略</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　Along with

3、the electric power electronic technology development, itseach kind of variable current installment tends to theminiaturization, liten, set a higher request to the terminal switchfrequency. In some low power situations, h

4、alf bridge structure simplereceives the widespread application as a result of its structure.Because half bridge 橋臂 two switching valves work to the highfrequency switch condition, its switch loses not allow to neglect, b

5、utuses the soft switch technology to be allowed t</p><p>　　Key word: Half bridge converter soft switch control strategy</p><p><b>　　目 錄</b></p><p>　　摘　

6、 要………………………………………………………………………Ⅰ</p><p>　　ABSTRACT………………………………………………………………………Ⅱ</p><p>　　第 1 章 軟開關變流器的發(fā)展………………………………………………</p><p>　　1.1　引言………………………………………………………………………</p><p

7、>　　1.2　軟開關技術的發(fā)展………………………………………………………</p><p>　　第 2 章 半橋軟開關變流器各部分概念及原理……………………………</p><p>　　半橋電路概念及工作原理………………………………………………</p><p>　　軟開關概念及工作原理…………………………………………………</p><p>

8、;　　變流器概念及工作原理…………………………………………………</p><p>　　PWM調制原理……………………………………………………………</p><p>　　第 3 章　控制策略研究………………………………………………………</p><p>　　輔助網(wǎng)絡實現(xiàn)軟開關（諧振、準諧振網(wǎng)絡）…………………………</p><p>　　互補脈沖

9、控制實現(xiàn)軟開關………………………………………………</p><p>　　移位脈沖PWM控制………………………………………………………</p><p>　　不對稱脈沖PWM控制……………………………………………………</p><p>　　移相脈沖控制……………………………………………………………</p><p>　　第 4 章　仿真分析…………

10、…………………………………………………</p><p>　　仿真軟件特點……………………………………………………………</p><p>　　電路仿真…………………………………………………………………</p><p>　　仿真結果分析………………………………………………………</p><p>　　第 5 章　控制策略的應用……………………………

11、……………………</p><p>　　5.1　互補脈沖控制的軟開關應用……………………………………………</p><p>　　5.2　移位脈沖PWM控制的軟開關應用………………………………………</p><p>　　5.3　不對稱脈沖PWM控制的軟開關應用……………………………………</p><p>　　5.4　移相脈沖控制的軟開關應用………

12、……………………………………</p><p>　　致　謝…………………………………………………………………………</p><p>　　參考文獻………………………………………………………………………</p><p>　　第1章軟開關變流器的發(fā)展</p><p><b>　　1.1 引言</b></p><

13、;p>　　在中小功率場合，半橋拓撲因為其簡單性得到了廣泛應用。常規(guī)的對稱半橋通常采用硬開關技術，在高頻應用場合開關損耗很大，嚴重的影響了效率。而軟開關可以降低開關損耗，提高開關頻率從而減小變流器的體積。此外，軟開關還可以降低線路的電磁干擾。在 PWM 電路中實現(xiàn)軟開關的方法有兩種：一種是加輔助網(wǎng)絡實現(xiàn)的軟開關；另外一種是控制型軟開關，主要是通過控制策略來實現(xiàn)軟開關。本次設計主要側重于控制型軟開關半橋拓撲控制策略的分析。對于一個開關

14、橋臂，提出一種全軟開關橋臂部分軟開關橋臂的概念：一個開關橋臂上兩個開關都是軟開關稱為全軟開關橋臂；橋臂上2個開關只有一個是軟開關則稱為部分軟開關橋臂。因此對于半橋電路可以得到如圖所示的4種軟開關控制策略。在實際應用中，應根據(jù)不同的要求和應用場合來選擇不同形式的軟開關控制策略要綜合考慮，才能降低能源的損耗，提高電源的利用率。</p><p><b>　　軟開關技術的發(fā)展</b></p&g

15、t;<p>　　現(xiàn)代電力電子裝置的發(fā)展是小型化、輕量化，同時對裝置的效率和電磁兼容性也提出了的要求。</p><p>　　通常，濾波電感、電容和變壓器在裝置的體積和重量中占很大的比例。因此必須設法降你他們的體積和重量，幫能達到裝置的小型化、輕量化。從“電路”</p><p>　　的相關知識中可以知道，提高工作頻率可以減小變壓器各繞組的匝數(shù)，并減小鐵芯的尺寸，從而使變壓器小型化

16、。因此裝置小型化、輕量化最直接的辦法就是使電路高頻化，但在提高開關頻率的同時，其工作在開關狀態(tài)的開關器件如大功率晶體管（GTR）、晶閘管（可控硅）、門控晶閘管（GTO）、電力場效應管（MOSFET）、絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）等器件的開關損耗也會隨之增加，電路的效率嚴重下降，且電磁干擾也增大了。所以只是簡單使用快恢復器件來提高開關頻率是不行的。針對這些問題就出現(xiàn)了軟開關技術，它可利用以諧振為主的輔助換流手段，解決了電路中的開關損耗和

17、開關噪聲（電磁干擾）問題，使開關頻可以大幅度提高。</p><p>　　在20世紀60年代開始發(fā)展和應用的DC-DC “硬開關”功率變換技術，功率開關管導通或關斷時，器件上的電壓和電流不等于零。因此，功率管的導通和關斷都會有較大的功率損耗，而且開關頻率越高，開關損耗越大，變換器效率大為降低。然而，提高開關頻率是現(xiàn)代開關變換技術的重要發(fā)展方向之一。開關變換器的高頻化可以使變換器的體積、重量大為減小，從而提高開關變換

18、器的功率密度，提高設備的集成化程度。此外，提高開關頻率也有利于降低開關電源的音頻噪聲和改善動態(tài)效應。高頻軟開關技術在這種要求下應運而生，使開關電源能夠在高頻下高效率地運行。軟開關技術是應用諧振原理，使開關變換器的開關器件中電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，當開關管電流自然過零時，使開關管關斷；或開關管電壓自然過零時，使開關管導通，從而使開關管關斷和導通損耗為零，實現(xiàn)了開關電路高頻化的設計，而且提高了電源效率。幾十年以來，高頻軟開關技術得

19、到了迅猛的發(fā)展和應用，大致經(jīng)歷了以下幾個階段</p><p><b>　　(1)諧振變換器　</b></p><p>　?、俅?lián)諧振變換器(SRC)和并聯(lián)諧振變換器(PRC)</p><p>　　串聯(lián)諧振變換器中，諧振電感Lr和電容Cr與輸出變壓器原邊繞組串聯(lián)；而并聯(lián)諧振變換器中，諧振電感Lr和電容Cr與輸出變壓器原邊繞組并聯(lián)。二者都是應用諧振

20、原理，使開關變換器的電流(電壓)按正弦規(guī)律變化，當開關管電流自然過零時，開關管關斷；或開關管兩端電壓為零時導通，從而實現(xiàn)了串并聯(lián)諧振變換器。諧振變換器一般應用于大功率，輸入電壓較窄的場合。串聯(lián)諧振變換器適用于高電壓、小電流；并聯(lián)諧振變換器適用于低電壓、大電流。</p><p>　?、跍手C振或多諧振技術 </p><p>　　降壓型ZVS-QRC和ZCS-QRC是利用ZVS諧振開關和ZCS諧

21、振開關代替PWM開關的軟開關變換器技術,由于電路中Lr和Cr諧振，使主開關功率MOSFET的電壓Vds(Ids)按正弦規(guī)律變化，Vds(Ids)過零時主開關管開通(關斷)，實現(xiàn)準諧振變換器。準諧振變換器也可以用兩個以上諧振元件組成多諧振開關代替PWM開關變換器中的PWM開關，實現(xiàn)多個諧振頻率的準諧振變換器(Multi-Resonent Converter)。諧振變換器(QRC)實現(xiàn)了軟開關，提高了開關頻率，降低了開關損耗，但其輸出電壓與

22、開關頻率有關，為保證輸出電壓不變，必須采用變頻調制。因此，控制方式不如PWM變換器簡單，并且變壓器、電感等元件的最低頻率設計不易實現(xiàn)。因此，出現(xiàn)了將PWM恒頻控制和QRC相結合的ZVS-PWM和ZCS-PWM變換技術。</p><p>　　(2)零開關-脈寬調制變換器</p><p>　?、賈VS/ZCS-PWM變換器</p><p>　　這類電路中引入了輔助開關來

23、控缺點諧振的開始時刻，使諧振僅發(fā)生于開關過程前后。可分為：</p><p>　　零電壓開關PWM電路(Zero-Voltage-Switching PWM Converter---ZVS PWM)</p><p>　　零電流開關PWM電路(Zero-Current-Switching PWM Converter---ZCS PWM)</p><p>　　ZVS-PW

24、M和ZCS-PWM均實現(xiàn)恒頻控制，但諧振電感在主回路中，ZVS條件和ZCS條件均與電網(wǎng)電壓，負載變化有關。前者電流應力小，但電壓應力大。后者主開關電壓應力小，但二極管D電壓應力大。由于ZVS-PWM和ZCS-PWM兩種變換器的諧振電感串聯(lián)在主回路中，在輕載下有可能失去零開關條件，因此提出了一種諧振網(wǎng)絡與主開關并聯(lián)的“零轉換”(Zero Transition)技術。</p><p>　?、赯VT/ZCT-PWM變換

25、器</p><p>　　這類軟開關電路還是采用輔助開關控制諧振的開始時刻，所不同的是，諧振電路是與主開關并聯(lián)的，因此輸入電壓和負載電流對電路的諧振過程的影響很小，電路在很寬的輸入電壓范圍內并從零負載到滿載都能工作在軟開關狀態(tài)。而且電路中無功功率的交換被消減到最小，這使得電路效率有了進一步提高。零轉換PWM電路可分為：</p><p>　　零電壓轉換PWM電路(Zero-Voltage-Tr

26、ansition PWM converter---ZVT PWM)</p><p>　　零電流轉換PWM電路(Zero-Current-Transition PWM converter---ZCT PWM)</p><p>　　③移相控制全橋變換器</p><p>　　移相全橋型零電壓PWM軟開關電路。移相全橋(Phase-Shifting Control—PSC)

27、PWM變換器可將開關頻率提高至0.5M～1MHz級水平，利用功率MOS管的輸出電容和輸出變壓器的漏感作為諧振元件，使PWM變換器四個開關管依次在零電壓下導通，實現(xiàn)恒頻軟開關。但是，由于滯后橋臂開關實現(xiàn)ZVS主要靠變壓器漏感儲能，輕載時不易滿足ZVS條件。同時，在輸出能量的開始時，ZVS-PWM會發(fā)生占空比丟失現(xiàn)象，造成開關損耗嚴重。 </p><p>　　變換器中為實現(xiàn)滯后橋臂ZCS而在原邊串聯(lián)了飽和電感，而非線

28、性電感就是用來減小占空比的丟失。ZVZCS-PWM變換器實現(xiàn)了超前臂開關ZV開通，滯后橋臂開關ZC關斷；開通和關斷損耗幾乎為零；滿足軟開關條件的負載和輸入電壓變化范圍很寬；效率高，功率密度高。</p><p>　　(3) 廣義軟開關PWM技術</p><p>　　我們把利用吸收電路技術，減小PWM變換器開關損耗，提高電路效率的過程稱為開關過程軟化，這種技術稱為廣義軟開關PWM技術。在開關變

29、換器的功率開關管上并聯(lián)鉗位電路(Clamp)，就是采用并聯(lián)吸收電路抑制電力電子系統(tǒng)的開關浪涌電壓或電流，從而提高電路效率的方法。有源鉗位雙管正激變換器，是一種新型軟開關變換器。它通過在雙管正激變換器的變壓器原邊并聯(lián)一個有源鉗位網(wǎng)絡，以實現(xiàn)鉗位、去磁和零電壓開關等功能。由于采用了有源箝位網(wǎng)絡,使得諧振電壓、電流幅值約束在一個較小的范圍內，減小了開關的電壓、電流應力，提高了開關的可靠性，同時使得勵磁電流可以雙向流動，磁滯回線位于一、三兩個象

30、限，提高了變壓器的利用率，易于減小其體積。</p><p>　　開關變換器的高頻化是開關變換器的重要發(fā)展方向，軟開關技術的出現(xiàn)減小了變換器的體積和重量，降低了開關電源的音頻噪聲，實現(xiàn)了電力電子能源的“綠色化”和“高頻化”，提高了變換器的功率密度和動態(tài)響應，具有十分重要的應用價值。</p><p>　　第 2 章 半橋軟開關變流器各部分概念及原理</p><p>　

31、　2.1半橋電路概念及工作原理</p><p>　　半橋DC／DC變流器拓撲及其原理波形，如圖2-1所示。由分壓電容C1, C2</p><p>　　主開關管S1, S2，高頻隔離變壓器，橋式整流電路及輸出濾波器等部分組成。</p><p>　　圖2-1　半橋DC／DC變流器</p><p>　　開關管S1、S2的驅動電路可以輸出相差1800

32、的矩形脈沖，交替驅動S1、S2導通和截止，當S1導通，S2截止，此時變壓器初級“·”為正，變壓器副邊輸出正電壓為U2=U1/2*N2/N1　整流管D1、D2導通。這時，電容c1將通過S1和變壓器T放電，同時C2由直流輸入電壓源經(jīng)S1,T充電；當S2導通，S1截止，C2放電，C1充電，變壓器初級“·”為負，變壓器副邊繞組輸出負電壓</p><p>　　U2=－U1/2*N2/N1，整流管D3,D

33、4導通。交替驅動S1, S2，在變壓器初級繞組上得到交變的方波信號，變壓器副邊經(jīng)過整流及濾波得到直流輸出電壓。</p><p>　　圖2－2為半橋變流器原理波形</p><p>　　圖2－2為半橋變流器原理波形</p><p>　　定義:　占空比D＝ (Ton為S1, S2的導通時間，Ts為開關周期)</p><p>　　則輸出電壓平均值為:

34、</p><p>　　式中，Ui為半橋電路的直流輸入電壓，U2為變壓器副邊繞組電壓，N1、N2分別為變壓器原邊、副邊匝數(shù)。</p><p>　　2.2軟開關概念及工作原理</p><p>　　（1） 硬開關與軟開關</p><p>　　硬開關：開關的開通和關斷過程伴隨著電壓和電流的劇烈變化，產(chǎn)生較大的開關損耗和開關噪聲。</p>

35、<p>　　軟開關：在電路中增加了小電感、電容等諧振元件，在開關過程前后引入諧振，使開關條件得以改善。降低開關損耗和開關噪聲，軟開關有時也被稱為諧振開關。</p><p>　　工作原理：軟開關電路中S關斷后Lr與Cr間發(fā)生諧振，電路中電壓和電流的波形類似于正弦半波。諧振減緩了開關過程中電壓、電流的變化，而且使S兩端的電壓在其開通前就降為零。</p><p><b>　

36、　軟開關分類：</b></p><p>　　零電壓開關：使開關開通前其兩端電壓為零，則開關開通時就不會產(chǎn)生損耗和噪聲，這種開通方式稱為零電壓開通，簡稱零電壓開關。</p><p>　　零電流開關：使開關關斷前其電流為零，則開關關斷時也不會產(chǎn)生損耗和噪聲，這種關斷方式稱為零電流關斷，簡稱零電流開關。</p><p>　　零電壓開通和零電流關斷要靠電路中的諧

37、振來實現(xiàn)。</p><p>　　零電壓關斷：與開關并聯(lián)的電容能使開關關斷后電壓上升延緩，從而降低關斷損耗，有時稱這種關斷過程為零電壓關斷。</p><p>　　零電流開通：與開關相串聯(lián)的電感能使開關開通后電流上升延緩，降低了開通損耗，有時稱之為零電流開通。</p><p>　　簡單的利用并聯(lián)電容實現(xiàn)零電壓關斷和利用串聯(lián)電感實現(xiàn)零電流開通一般會給電路造成總損耗增加、關

38、斷過電壓增大等負面影響，因此是得不償失的。</p><p>　　根據(jù)開關元件開通和關斷時電壓電流狀態(tài)，分為零電壓電路和零電流電路兩大類。</p><p>　　根據(jù)軟開關技術發(fā)展的歷程可以將軟開關電路分成準諧振電路、零開關PWM電路和零轉換PWM電路。</p><p><b>　　準諧振電路</b></p><p>　　在

39、諧振電路中電壓或電流的波形為正弦半波，因此稱之為準諧振。為最早出現(xiàn)的軟開關電路，可以分為：</p><p>　　零電壓開關準諧振電路（ZVS QRC）；</p><p>　　零電流開關準諧振電路（ZCS QRC）；</p><p>　　零電壓開關多諧振電路（ZVS MRC）；</p><p>　　用于逆變器的諧振直流環(huán)節(jié)</p>

40、<p>　　（Resonant DC Link）。</p><p>　　圖 2.2-1 準諧振電路的基本開關單元</p><p>　　a）零電壓開關準諧振電路的基本開關單元 b）零電流開關準諧振電路的基本開關單元</p><p>　　c）零電壓開關多諧振電路的基本開關單元</p><p>　　諧振的引入使得電路的開關損耗和開關噪聲

41、都大大下降，但也帶來一些負面問題：</p><p>　　諧振電壓峰值很高，要求器件耐壓必須提高；</p><p>　　諧振電流有效值很大，電路中存在大量無功功率的交換，電路導通損耗加大；</p><p>　　諧振周期隨輸入電壓、負載變化而改變，因此電路只能采用脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation—PFM）方式來控制，變頻的開關頻率給電路

42、設計帶來困難。</p><p><b>　　零開關PWM電路</b></p><p>　　引入了輔助開關來控制諧振的開始時刻，使諧振僅發(fā)生于開關過程前后。</p><p>　　零開關PWM電路可以分為：</p><p>　　零電壓開關PWM電路（Zero-Voltage-Switching PWM Converter—Z

43、VS PWM）；</p><p>　　零電流開關PWM電路（Zero-Current-Switching PWM Converter—ZCS PWM）。</p><p>　　圖2.2-2 零開關PWM電路的基本開關單元</p><p>　　a）零電壓開關PWM電路的基本開關單元 b）零電流開關PWM電路的基本開關單元</p><p>　　同準

44、諧振電路相比，這類電路有很多優(yōu)勢：</p><p>　　電壓和電流基本上是方波，只是上升沿和下降沿較緩，開關承受的電壓明顯降低，電路可以采用開關頻率固定的PWM控制方式。</p><p><b>　　零轉換PWM電路</b></p><p>　　這類軟開關電路采用輔助開關控制諧振的開始時刻，但不同的是諧振電路是與主開關并聯(lián)的。因此輸入電壓和負載

45、電流對電路的諧振過程的影響很小。</p><p>　　零轉換PWM電路可以分為：</p><p>　　零電壓轉換PWM電路（Zero-Voltage-Transition PWM Converter—ZVT PWM）；</p><p>　　零電流轉換PWM電路（Zero-Current Transition PWM Converter—ZVT PWM）。</p

46、><p>　　圖 2.2-3 零轉換PWM電路的基本開關單元</p><p>　　a）零電壓轉換PWM電路的基本開關單元 b）零電流轉換PWM電路的基本開關單元</p><p>　　特點：電路在很寬的輸入電壓范圍內并從零負載到滿載都能工作在軟開關狀態(tài)，而且電路中無功功率的交換被消減到最小，這使得電路效率有了進一步提高。</p><p>　　其諧振

47、的基本工作原理將在第三章進行分析。</p><p>　　2.3變流器概念及工作原理</p><p>　　單相變流器電路結構圖，如下圖</p><p>　　2.3-1單相變流器無逆變器電路結構圖</p><p>　　2.3-2單相變流器電路結構圖</p><p>　　靜止變流器(Static Inverter)是應用功率

48、半導體器件，將直流電源如發(fā)電機、蓄電池或經(jīng)可控、不可控整流濾波電路產(chǎn)生提供的直流電，變換成負載所需要的直流電或交流電的一種靜止變流裝置。目前，靜止變流器廣泛應用于以直流發(fā)電機、蓄電池、太陽能電池和燃料電池等為主的直流電源逆變場合。</p><p>　　靜止變流器的種類繁多。若按照交流用電負載與輸入直流電源電氣隔離元件的工作頻率，靜止變流器可分為低頻環(huán)節(jié)和高頻環(huán)節(jié)兩大類。低頻環(huán)節(jié)靜止變流器由于其用來實現(xiàn)電氣隔離和調

49、整電壓比的變壓器工作頻率等于輸出電壓頻率，因此體積大、笨重、音頻噪聲大。為了克服這些缺點，Mr. Espelage 于1977年提出了可變高頻環(huán)節(jié)靜止變流器，從此用高頻變壓器替代低頻環(huán)節(jié)變流器中的工頻變壓器，克服了低頻環(huán)節(jié)靜止變流器的缺點，顯著提高了變流器特性，因此獲得了迅速發(fā)展，并得到廣泛采用。</p><p>　　單相電壓源高頻環(huán)節(jié)變流器是在直流電源和逆變器之間加入一級高頻電氣隔離直流變換器，使用高頻變壓器實

50、現(xiàn)電壓比調整和電氣隔離，省掉了體積龐大且笨重的工頻輸出變壓器，降低了音頻噪聲。它由高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流器、PWM 逆變器，以及輸入輸出濾波器構成。前置直流變換器先將輸入直流電壓變換成平滑直流電壓，如須要可加入，通過后置逆變級再將其變換成負載所需的交流電。這類變換器具有體積小，重量輕，使用維護方便，工作可靠，價格便宜。輸出頻率穩(wěn)定，輸出電壓穩(wěn)定，負載突變時電壓恢復快，輸出正弦波形失真度小，效率高，對設備電磁干擾小等特點，因此得

51、到廣泛應用。</p><p>　　2.4PWM調制原理</p><p>　　PWM（Pulse Width Modulation）控制——脈沖寬度調制技術，通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。</p><p>　　圖2-4.1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖</p><p><b>　　面積等效原

52、理：</b></p><p>　　分別將如圖2.4-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L電路）上，如圖2.4-2a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時的響應波形如圖2.4-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各i(t)響應波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，則響應i(t)也是周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各

53、i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。</p><p>　　圖2.4-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形</p><p>　　用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等，寬度按正弦規(guī)律變化。</p><p>　　SPWM波形——脈沖

54、寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形。</p><p>　　圖2.4-3 用PWM波代替正弦半波</p><p>　　要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。</p><p>　　PWM電路及其控制方法主要有調制法和計算法</p><p>　　PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。<

55、/p><p><b>　　調制法</b></p><p>　　輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱；與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。</p><p>　　調制信號波為正弦

56、波時，得到的就是SPWM波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。</p><p>　　單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：</p><p>　　在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。ur正半周，V1保持通，V2保持斷，當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud，當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0。ur負半周，V1保持斷，V2保持通，當ur&

57、lt;uc時使V3通，V4斷，uo=-Ud，當ur>uc時使V3斷，V4通，uo=0，虛線uof表示uo的基波分量。波形見圖2.4-4。</p><p>　　圖2.4-4單極性PWM控制方式波形</p><p>　　雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：</p><p>　　在ur半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在ur一周期內，</

58、p><p>　　輸出PWM波只有±Ud兩種電平，仍在調制信號ur和載波信號uc的交點控制器件通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同，當ur >uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號，如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通， uo=Ud，當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號，如io<0，V2和V3通，如io>0，VD

59、2和VD3通，uo=-Ud。波形見圖2.4-5。</p><p>　　圖6-6 雙極性PWM控制方式波形</p><p>　　計算法中一種較有代表性的方法，圖2.4-6。輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。</p><p>　　首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即：</p

60、><p>　　圖2.4-6 特定諧波消去法的輸出PWM波形</p><p>　　其次，為消除諧波中余弦項，使波形在半周期內前后1/4周期以π/2為軸線對稱。</p><p>　　四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數(shù)表示為：</p><p><b>　　式中，an為 </b></p><p>　　圖2

61、.4-6，能獨立控制a1、a2和a3共3個時刻。該波形的an為</p><p>　　上式中n=1,3,5,…</p><p>　　確定a1的值，再令兩個不同的an=0，就可建三個方程，求得a1、a2和a3。</p><p>　　消去兩種特定頻率的諧波：</p><p>　　在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次

62、和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：</p><p>　　給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應改變。</p><p>　　一般，在輸出電壓半周期內器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k－1個頻率的特定諧波，k越大，開關時刻的計算越復雜?？梢娪嬎惴ㄝ^為復雜。</p><p><b&

63、gt;　　規(guī)則采樣法原理：</b></p><p>　　圖2.4-7，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期中點（即負峰點）重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖中點為相應三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻tD對信號波采樣得D點，過D作水平線和三角波交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制器件的通斷，脈沖寬度δ 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。&

64、lt;/p><p>　　圖2.4-7 規(guī)則采樣法</p><p>　　規(guī)則采樣法計算公式推導：</p><p>　　正弦調制信號波公式中，a稱為調制度，0≤a<1；ωr為信號波角頻率。從圖2.4-7因此可得： </p><p>　　三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度</p><p

65、>　　第 3 章　控制策略研究</p><p>　　3.1輔助網(wǎng)絡實現(xiàn)軟開關（諧振、準諧振網(wǎng)絡）</p><p>　　輔助網(wǎng)絡實現(xiàn)的軟開關在第二章2.2節(jié)已經(jīng)提出了一部分，也給出了部分原理圖。本節(jié)主要從諧振電路的工作原理入手，介紹分析如何通過串、并聯(lián)的電容、電感來實現(xiàn)主開關的軟開通或關斷。</p><p>　　輔助網(wǎng)絡實現(xiàn)的軟開關不屬于控制型軟開關，它只是通過

66、串、并聯(lián)網(wǎng)絡的震蕩來實現(xiàn)軟開關。</p><p><b>　　串聯(lián)電路的諧振</b></p><p>　　一個R、L、C串聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復阻抗：</p><p>　　Z=R+j(ωL-1/ωC)</p><p>　　一定條件下，使得XL=XC，即ωL=1/ωC ，Z=R，此時的電路狀態(tài)稱為串聯(lián)諧振。<

67、/p><p>　　明顯地，串聯(lián)諧振的特點是：</p><p>　　(1)．阻抗角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。</p><p>　　(2)．此時的阻抗最小，電路電流有效值達到最大。</p><p>　　(3)．諧振頻率： 。</p><p>　　(4)．諧振系數(shù)或品質因素：</p>&

68、lt;p><b>　　。</b></p><p>　　由于串聯(lián)諧振時，L、C電壓彼此抵消，因此也稱為電壓諧振。從外部看，L、C部分類似于短路。</p><p>　　而此時Uc、UL是輸入電壓U的Q倍。Q值越大，振蕩越強。</p><p>　　這里的Z0=，我們稱為特性阻抗，它決定了諧振的強度。</p><p>　　

69、(5)．諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩。</p><p><b>　　并聯(lián)電路的諧振</b></p><p>　　一個R、L、C并聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復導納：</p><p>　　一定條件下，使得YL=YC，即1/ωL=ωC ，Y=1/R，此時的電路狀態(tài)稱為并聯(lián)諧振。</p>

70、;<p>　　明顯地，串并諧振的特點是：</p><p>　　(1)．導納角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。</p><p>　　(2)．此時的導納最小，電路電流有效值達到最小。</p><p>　　(3)．諧振頻率：ωo=1/ 。</p><p>　　(4)．由于并聯(lián)諧振時，L、C電流彼此抵消，因此也稱為

71、電流諧振。從外部看，L、C部分類似于開路，L、C各自有效電流卻達到最大。</p><p>　　(5)．諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩</p><p>　　下面以幾個簡單諧振、準諧振網(wǎng)絡的工作原理為基礎，提出在半橋電路中如何通過諧振、準諧振網(wǎng)絡來實現(xiàn)兩個主開關的軟開通或關斷。</p><p>　　準諧振電路（非控制型

72、）</p><p>　　零電壓開關準諧振電路</p><p>　　圖3.1-1 零電壓開關準諧振電路原理圖</p><p>　　圖3.1-2 零電壓開關準諧振電路的理想化波形</p><p><b>　　工作原理：</b></p><p>　　t0~t1時段：t0時刻之前，開關S為通態(tài)，二極管VD

73、為斷態(tài)，uCr=0，iLr=IL</p><p>　　t0時刻S關斷，與其并聯(lián)的電容Cr使S關斷后電壓上升減緩，因此S的關斷損耗減小。S關斷后，VD尚未導通。電感Lr+L向Cr充電，uCr線性上升，同時VD兩端電壓uVD逐漸下降，直到t1時刻，uVD=0，VD導通。這一時段uCr的上升率： ＝ （2-1）</p><p>　　t1~t2時段：t1時刻二極管VD導通，電感L通過VD續(xù)流

74、，Cr、Lr、Ui形成諧振回路。t2時刻，iLr下降到零，uCr達到諧振峰值。</p><p>　　t2~t3時段：t2時刻后，Cr向Lr放電，直到t3時刻，uCr=Ui，iLr達到反向諧振峰值。</p><p>　　t3~t4時段：t3時刻以后，Lr向Cr反向充電，uCr繼續(xù)下降，直到t4時刻uCr=0。</p><p>　　t1到t4時段電路諧振過程的方程為：&

75、lt;/p><p><b>　　3-1</b></p><p>　　t4~t5時段：VDS導通，uCr被箝位于零，iLr線性衰減，直到t5時刻，iLr=0。由于這一時段S兩端電壓為零，所以必須在這一時段使開關S開通，才不會產(chǎn)生開通損耗。</p><p>　　t5~t6時段：S為通態(tài)，iLr線性上升，直到t6時刻，iLr=IL，VD關斷。</p

76、><p>　　t4到t6時段電流iLr的變化率為： </p><p>　　t6~t0時段：S為通態(tài)，VD為斷態(tài)。</p><p><b>　　諧振過程定量分析</b></p><p>　　求解式可得uCr（即開關S的電壓uS）的表達式：</p><p>

77、<b>　?。?-2）</b></p><p>　　uCr的諧振峰值表達式（即開關S承受的峰值電壓）：（3-3）</p><p>　　零電壓開關準諧振電路實現(xiàn)軟開關的條件： （3-4）</p><p>　　缺點：諧振電壓峰值將高于輸入電壓Ui的2倍，增加了對開關器件耐壓的要求。</p><p>　

78、　移相全橋型零電壓開關PWM電路</p><p>　　同硬開關全橋電路相比，僅增加了一個諧振電感，就使四個開關均為零電壓開通；</p><p>　　移相全橋電路控制方式的特點：</p><p>　　在開關周期TS內，每個開關導通時間都略小于TS/2，而關斷時間都略大于TS/2；</p><p>　　同一半橋中兩個開關不同時處于通態(tài)，每個開關關

79、斷到另一個開關開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時間。</p><p>　　互為對角的兩對開關S1-S4和S2-S3，S1的波形比S4超前0~TS/2時間，而S2的波形比S3超前0~TS/2時間，因此稱S1和S2為超前的橋臂，而稱S3和S4為滯后的橋臂。</p><p>　　圖 3.1-4 移相全橋零電壓開關PWM電路</p><p>　　圖 3.1-5 移相全橋電路的理想化波

80、形</p><p><b>　　工作過程：</b></p><p>　　t0~t1時段：S1與S4導通，直到t1時刻S1關斷。</p><p>　　t1~t2時段：t1時刻開關S1關斷后，電容C1、C2與電感Lr、L構成諧振回路， uA不斷下降，直到uA=0，VDS2導通，電流iLr通過VDS2續(xù)流。</p><p>　

81、　t2~t3時段：t2時刻開關S2開通，由于此時其反并聯(lián)二極管VDS2正處于導通狀態(tài)，因此S2為零電壓開通。</p><p>　　t3~t4時段：t4時刻開關S4關斷后，變壓器二次側VD1和VD2同時導通，變壓器一次側和二次側電壓均為零，相當于短路，因此C3、C4與Lr構成諧振回路。Lr的電流不斷減小，B點電壓不斷上升，直到S3的反并聯(lián)二極管VDS3導通。這種狀態(tài)維持到t4時刻S3開通。因此S3為零電壓開通。&l

82、t;/p><p>　　t4~t5時段：S3開通后，Lr的電流繼續(xù)減小。iLr下降到零后反向增大，t5時刻iLr=IL/kT，變壓器二次側VD1的電流下降到零而關斷，電流IL全部轉移到VD2中。</p><p>　　圖3.1-6 移相全橋電路在t1~t2階段的等效電路圖</p><p>　　圖3.1-7 移相全橋電路在t3~t4階段的等效電路</p><

83、;p>　　零電壓轉換PWM電路</p><p>　　零電壓轉換PWM電路具有電路簡單、效率高等優(yōu)點。</p><p>　　工作過程：輔助開關S1超前與主開關S開通，S開通后S1關斷。</p><p>　　t0~t1時段：S1導通，VD尚處于通態(tài)，電感Lr兩端電壓為Uo，電流iLr線性增長，VD中的電流以同樣的速率下降。t1時刻，iLr=IL，VD中電流下降到零

84、，關斷。</p><p>　　t1~t2時段：Lr與Cr構成諧振回路，Lr的電流增加而Cr的電壓下降，t2時刻uCr=0， VDS導通，uCr被箝位于零，而電流iLr保持不變。</p><p>　　t2~t3時段：uCr被箝位于零，而電流iLr保持不變，這種狀態(tài)一直保持到t3時刻S開通、S1關斷。</p><p>　　t3~t4時段：t3時刻S開通時，為零電壓開通。

85、S開通的同時S1關斷，Lr中的能量通過VD1向負載側輸送，其電流線性下降，主開關S中的電流線性上升。t4時刻iLr=0，VD1關斷，主開關S中的電流iS=IL，電路進入正常導通狀態(tài)。</p><p>　　t4~t5時段：t5時刻S關斷。Cr限制了S電壓的上升率，降低了S的關斷損耗。</p><p>　　圖3.1-8 升壓型零電壓轉換PWM電路的原理圖</p><p>

86、;　　圖3.1-9 升壓型零電壓轉換PWM電路的理想化波形</p><p>　　圖 3.1-10 升壓型零電壓轉換PWM電路在t1~t2時段的等效電路</p><p>　　3.2互補脈沖控制實現(xiàn)軟開關（控制型）</p><p>　　軟開關半橋的控制策略 1</p><p>　　如圖 3.2-1所示。</p><p>&

87、lt;b>　　圖3.2-1</b></p><p>　　原邊開關管的控制脈沖完全互補(S1為開關1門級脈沖、S2為開關2門級脈沖)。采用這種控制策略的傳統(tǒng)不對稱半橋電路如圖2-1，在中小功率應用場合已經(jīng)應用得比較廣泛。它的優(yōu)點是在原邊的兩個開關管S1、S2兩端并上電容就可以通過變壓器漏感的能量來實現(xiàn)軟開關，因此是全軟開關橋臂。其軟開關條件與移相全橋的滯后臂相仿。同樣一些可以在移相全橋中用于改善滯

88、后臂軟開關條件的措施也可以用于不對稱半橋電路中，如在原邊回路中串入電感并且采用二極管箝位的方法等。此外，由于兩個開關是完全互補的，不存在硬開關半橋中的振蕩問題。與移相全橋相比，沒有循環(huán)能量。不對稱半橋電路也存在一些缺點。如原邊兩個開關的電壓應力不一致，而且由于上下管兩端電壓的不對稱，使得上下管的軟開關條件也不一致，相對而言上管的軟開關較難實現(xiàn)。另外副邊整流管的電壓應力不對稱，而且隨占空比變化。在一些應用場合，其中一個整流管的電壓會達到很

89、高，從而使得器件選擇較困難。此外，原邊的開關管是靠變壓器的漏感能量來實現(xiàn)軟開關，因此在輕載條件下會失去軟開關的條件。不對稱半橋電路的變壓器中存在直流偏磁，偏磁電流 ： </p><p>　　可以看出，負載越重，占空比D越小，偏磁越嚴重。在設計不對稱半橋電路的變壓器的時候必須加以考慮。容易推出傳統(tǒng)的不對稱半橋電路的電壓增益</p><p>　　它是一個二次函數(shù)。一般來說，在設計不對稱半橋的時

90、候都會盡量設計使其工作在占空比等于 0.5 附近。因為在此附近電路的不對稱的情況以及其他一些情況都會好一些。但是從圖 3.2-2可以看出在占空比0.5附近的電壓增益的斜率很小，也就是說如果輸入范圍較寬，占空比變化范圍圍會較大。</p><p>　　以輸入電壓范圍時300V-400V的不對稱半橋電路為例，在高端時的占空比是低端的 1/2 不到。因此不對稱半橋電路非常不適合寬輸入或者輸出電壓范圍較寬的應用場合。<

91、;/p><p>　　3.3移位脈沖PWM控制（控制型）</p><p>　　軟開關半橋的控制策略 2</p><p>　　脈沖移位PWM控制，如圖 3.3-1所示。</p><p><b>　　圖3.3-1</b></p><p>　　原邊橋臂上管的下降沿與下管的前沿互補(S1為開關1門級脈沖、S2為

92、開關2門級脈沖)，而控制上與傳統(tǒng)的硬開關半橋相同，上管與下管的脈寬一樣。從而可以實現(xiàn)下管的ZVS開通，而上管仍然是硬開關，因此這種控制方式下原邊開關橋臂屬于部分軟開關橋臂。可以減少部分開關損耗，從而提高效率。而且由于上管與下管脈寬相同，變壓器不存在直流偏磁，而且副邊的整流管上的電壓應力也對稱，電壓增益與傳統(tǒng)的硬開關半橋一致，因此在寬范圍輸入上優(yōu)于傳統(tǒng)的不對稱半橋。增加一些輔助電路可以實現(xiàn)上管的ZVS，如圖3.3-2所示。</p&g

93、t;<p>　　Sa和 D起到了電流箝位的作用，在上下管都關斷的死區(qū)時間原邊電流通過Sa和D環(huán)流</p><p>　　當下管S2關斷時，變壓器漏感中的能量可以用來幫助實現(xiàn)上管的ZVS。這個拓撲的最大好處是原邊所有的有源器件都是零電壓開通。但是與傳統(tǒng)的移相全橋的滯后臂類似，S1和 S2的 ZVS 條件受到負載的影響。漏感過小或者負載過輕都有可能使軟開關無法實現(xiàn)。第 2 個缺點是 Sa和 D的引入增加了

94、原邊的環(huán)流損耗。而且由于原邊電流波形被補齊，根據(jù)前面的結論可以知道，在原邊主開關管都不導通的死區(qū)時間，副邊的整流管只有一個導通來傳遞能量。副邊整流管D1的電流有效值和平均值都會增加。整流管D2的電流有效值和平均值會稍微減小。如果整流管是同步管，則整流管中的損耗會增加不少。此外，采用了電流箝位電路之后，變壓器中存在直流偏磁</p><p><b>　　偏磁電流為：　</b></p>

95、<p>　　可見，該直流偏磁的表達式與傳統(tǒng)的不對稱半橋電路相同，負載越重，占空比越小，則偏磁電流越大，增加了變壓器的設計難度。</p><p>　　3.4不對稱脈沖PWM控制(控制型)</p><p>　　軟開關半橋的控制策略 3</p><p>　　在方案二的脈沖移位PWM控制方法中，不加任何措施可以實現(xiàn)下管的ZVS，但是上管仍然是硬開關，其開通損耗

96、近似為。在高頻情況下，上管S1的開通損耗仍是可觀。本文提出一種新的不對稱脈沖PWM 控制方法，如圖 3.4-1所示。</p><p><b>　　圖3.4-1</b></p><p><b>　　圖3.4-2原理圖</b></p><p>　　由于下管的下降沿與上管的前沿互補，由控制型軟開關的條件知上管可以實現(xiàn)ZVS。而由

97、于上管的脈寬是受PWM控制的一個占空比，下管脈寬恒為半個開關周期。因此在上下管都關斷的死區(qū)時間，下管兩端的電壓近似等于隔直電容上的電壓，其開通損耗近似為。圖 3.4-3是隔直電容兩端電壓與占空比的關系。</p><p>　　圖3.4-3隔直電容電壓與占空比關系</p><p>　　圖3.4-4是下管S2的門極脈沖與DS 波形。</p><p>　　圖3.4-4　S2

98、門極脈沖與DS兩端電壓波形</p><p>　　可以看出，占空比越小，則隔直電容兩端電壓越低，下管的開關損耗就越小。因此只要設計占空比較小，無需另外的措施即使工作在較高的開關頻率下開關損耗也會很小。可以看出在這種控制方式下，原邊的開關橋臂也是部分軟開關橋臂。</p><p>　　不對稱脈沖PWM控制軟開關半橋電路的電壓增益可以求出：</p><p>　　式中 n為變

99、壓器原副邊的匝數(shù)比。</p><p>　　該電路中同樣存在直流偏磁，偏磁電流為：</p><p>　　圖3.4-5給出了以折算到原邊后的輸出電流為基準歸一化后的不對稱脈沖PWM控制軟開關半橋電路與傳統(tǒng)的不對稱半橋的變壓器的偏磁電流的比較?？梢钥闯龀?個端點（D＝0和D＝0.5），該拓撲的變壓器偏磁電流都要小于傳統(tǒng)的不對稱半橋。</p><p>　　3.4-5變壓器

100、偏磁電流比較</p><p>　　3.4-6給出了不對稱脈沖PWM控制軟開關半橋電路與傳統(tǒng)的不對稱半橋電壓增益的比較。同樣可以看出對于相同的輸入電壓范圍，前者的占空比變化要相對較小。因此在寬范圍的適應性上優(yōu)于傳統(tǒng)的不對稱半橋。在原邊開關都關斷的死區(qū)時間，與傳統(tǒng)的硬開關半橋類似，不對稱脈沖PWM控制軟開關半橋電路副邊是兩個整流管同時導通分擔輸出電流，因此輸出整流管的有效電流較小，在低壓大電流的應用場合具有一定的優(yōu)勢

101、。</p><p>　　3.4-6輸出電壓比較</p><p><b>　　3.5移相脈沖控制</b></p><p>　　軟開關半橋的控制策略 4</p><p>　　移相脈沖控制.如圖 3.5-1所示。</p><p><b>　　圖3.5-1</b></p>

102、<p>　　原邊橋臂的上、下管的門極脈沖占空比相同。副邊橋臂的上、下管的門極脈沖占空比也相同。只是在周期上的出現(xiàn)不同(S1為開關1門極脈沖、S2為開關2門極脈沖、S3為副邊開關1的門極脈沖、S4為副邊開關2的門極脈沖)</p><p>　　軟開關控制策略四的半橋拓撲如圖3.5-2所示。也稱為雙有源半橋（DAHB）電路。</p><p>　　圖3.5-2雙有源半橋（DAHB）電

103、路</p><p>　　這種控制策略與傳統(tǒng)的移相全橋拓撲類似，區(qū)別在于移相的兩個橋臂分布在變壓器的原副邊。在這個電路中，變壓器的漏感是中間儲能元件。原邊半橋和副邊半橋各自產(chǎn)生一個占空比為 50%的方波，通過調節(jié)輸入輸出兩個橋之間的移相來控制變壓器漏感的能量從而調節(jié)輸出電壓。該拓撲可以實現(xiàn)全范圍的軟開關，同時輸出又能獲得同步整流。但是由于沒有輸出二極管，該拓撲的功率可以雙向流動，電路的循環(huán)能量非常大，最大可達到總輸

104、出功率的25%。另外該拓撲的輸出濾波電容電流紋波非常大，為了使輸出電流紋波滿足要求，必須采用很多大容量的輸出電容，從而導致體積和成本增加</p><p>　　為了改善輸出電流紋波大的缺點，在副邊增加的兩個二極管使得功率只能單向流動。如圖3.5-3。</p><p><b>　　圖3.5-3</b></p><p>　　該拓撲不但可以全負載范圍內

105、實現(xiàn) MOSFET 的 ZVS，而且增加的兩個副邊二極管自然換流，不存在二極管的反向恢復問題。與雙有源半橋電路相比，移相ZVS半橋電路中的循環(huán)能量大大降低，而且輸出電流紋波峰峰值也減小了將近一半，因此盡管副邊二極管增加了一定的通態(tài)損耗，但整體的效率仍然可以得到提高。且輸出電容減小，變流器的體積也得到減小</p><p><b>　　第四章仿真分析</b></p><p&g

106、t;<b>　　4.1仿真軟件特點</b></p><p>　　電子設計自動化(electronic design automation,EDA)軟件有很多種如：MATLAB、HDL語言、PSpice、SABER、ORCAD/PSpice、EWB、Multisim等軟件。</p><p>　　跟據(jù)不同的使用場合選用不同的自動化設計軟件：MATLAB主要用在工程上進行仿

107、真，在電子電路上相對較少，EWB、Multisim主要用在電子電路的設計和仿真，而ORCAD/PSpice不但可以用在電子電路的設計和仿真還可用在電力電子電路的設計和仿真。該仿真軟件通過將小功率器件加以改造，引入功率器件，使其應用領域擴展到電力電子電路的仿真，也有專門的電力電子元件庫，可以直接仿真。</p><p>　　電子設計自動化軟件—OrCAD軟件是集電路原理圖繪制、印刷電路板設計、模擬與數(shù)字電路混合模擬等

108、功能于一體的電子電路CAD軟件。其中OrCAD 9.2 是OrCAD 公司于2000 年5 月推出的。OrCAD9.2 采用的是Top-down 設計策略，增加了PSpice 的優(yōu)化設計，實現(xiàn)了人工智能布線，加強了技術經(jīng)濟管理（簡稱CIS）內容，繪圖準確、美觀清晰、功能強、操作簡便。模擬數(shù)字混合電路分析與設計OrCAD 9 PSpise 9.2印制版電路圖設計OrCAD Layout 9.2可以支持應用Actel、Philips、Luc

109、ent、Altera、Xilinx 等專業(yè)廠家生產(chǎn)的FPGA 器件進行設計。仍然保留與Protel PCB 之間的轉換。OrCAD 公司又于2001 年3 月推出最新產(chǎn)品OrCAD 9.2 Lite Edition (簡稱OrCAD9.21)。這里介紹如何使用OrCAD/Capture 9.21 繪制電路圖和使用OrCAD/PSpiseA/D9.21 進行電路分析。</p><p><b>　　具體特點

110、：</b></p><p>　　(1)高集成性：將各模塊集成在一個軟件包中，實現(xiàn)信息的共享和自動交換，電路設計完成后，可以在同一個運行環(huán)境下直接調用OrCAD/PSpice軟件，對電路進行模擬分析和與印制板設計軟件OrCAD/Layout間的連接也非常方便等。</p><p>　　(2)模塊化、層次化設計和按項目有效管理：OrCAD軟件提供了模塊化和層次化設計的功能?？蓪⒄麄€電

111、路按功能或特性分割成若干個子電路，先對每個子電路進行繪制和模擬，最后對整個電路進行模擬。OrCAD軟件包對電路設計采用項目管理，不但能引導電路圖的繪制，而且還延伸到對電路圖的模擬仿真和印制板設計管理。與同一個電路設計相關的電路原理圖、模擬和印制板設計中采用的參數(shù)設置、設計資源、生成的各種文件、分析結果等內容，均以設計項目的形式統(tǒng)一保存，這有助于對設計的有效管理。</p><p>　　(3)強大的電路模擬和波形顯示