開關電源環(huán)路中的tl431(四)

1、開關電源環(huán)路中的 開關電源環(huán)路中的 TL431作者：安森美半導體產(chǎn)品線應用工程總監(jiān) Christophe Basso 來源:電子設計應用 2009 年第 7 期 穩(wěn)定 穩(wěn)定 CCM 65W 反激式轉換器 反激式轉換器反激式轉換器在筆記本適配器市場很普及，這種轉換器工作在電流模式控制，使其非常適合于低成本且堅固的結構。這類轉換器的典型應用如圖 1 所示。其中的控制器采用了 NCP1271，這一器件工作在固定頻率電流模式控制，包含眾多

2、的實用特性，如基于定時器的短路保護、 提供利于抑制電磁干擾(EMI)信號的頻率調制技術，以及工作在軟工作模式的跳周期功能，以滿足沒有可聽噪聲時的待機能耗要求。這些轉換器通常用于低電源輸入時工作在連續(xù)導電模式(CCM)以降低導電損耗，而在高電源輸入時自然轉換到非連續(xù)導電模式(DCM)工作。 在本文的案例中，假定硬件設計已經(jīng)完成，這表示已經(jīng)選擇好變壓器初級電感 Lp、 變壓器匝數(shù)比 N及剩余元件。TL431 單獨考慮，等待選擇補償元件。圖

3、1 采用 采用 NCP1271，包含頻率抖動振蕩器的典型反激式轉換器 ，包含頻率抖動振蕩器的典型反激式轉換器首先要做的事情是獲取電流模式反激轉換器的控制至輸出的傳遞函數(shù)，即所謂的開環(huán)受控體傳遞函數(shù)。有幾種方法來實現(xiàn)這個目標：1. 解析出所考慮轉換器的小信號模式，并使用自動化數(shù)學工具析取電源段響應的幅度和相位。 CCM 電流模式轉換器的幅度等式相當復雜，如等式(1)所示。 可看到等式中的不同極點/零點，以及位于開關頻率 fn 一半

4、頻率處、 受品質系數(shù) Qp影響的 2 個次諧波極點。相位也要單獨計算，確保產(chǎn)生完整的波特圖。第二個條件等式上的負號顯示 fz2實際上是一個右半平面零點(RHPZ)。誠然，這些公式表示單獨計算所有項，且需要極仔細地計算最終結果及標波特圖。此外，它們只適用于 CCM 模式。如果轉換器轉換至 DCM 模式，這些等式就需要進行更新，拖長了本研究的時間。 如果理解如何得出這些結果的技術對于聲稱掌握開關電源環(huán)路控制的人是至關重要的，這些公式的實際應

5、用就局限于輕松進行數(shù)學分析的人。理解了內部架構，下面就來掌握交流仿真示意圖。圖 3 所示為電源段及基于 TL431 的補償器。針對電流模式控制選擇了專門的平均模型。 參考文獻 1 中詳細描述了這支電路。 它支持 CCM/DCM 工作條件，并在這兩種工作條件間自動切換。 這個電路由于其專門架構，能工作在直流、瞬態(tài)及交流，而在這些條件下都可精確預測次諧波振蕩。在除以 3 電路及其相關的 1V 鉗位組合至內嵌式的等式中，將漂移鉗位至低于 1V

6、，同時將反饋電壓除以 3。這一等式對應的電路如圖 3 所示，基于 B1 模擬行為模型電壓源，采用 INTUSOFT 的 IsSpice 語法。 如果采用 Cadence 的 PSpice 工具，等式如下E1 8 0 Value = { IF ( V(err/3)>1,1,V(err/3) ) }圖 3 的示意圖中反映了直流工作電平。 在任何仿真開始前，仿真器計算這些偏置點。 當使用平均模型時，要檢查這些偏置點是否符合期望。 在本文

7、案例中，輸出電壓是 19V，計算出占空比為 56.2%，這看上去是對的。 0.33W 的感測電阻上的峰值電流設定點為 568mV，顯示峰值電流為 1.7A。既然平均模型給出正確的直流點，可期望 H(s)=Vout(s)/VFB(s)具有正確的交流響應，其中VFB(s)表示控制器反饋引腳上的電壓。標圖如圖 4 所示，顯示了一半開關頻率時的次諧波峰值。圖 4 電源段交流響應顯示一半開關頻率時次諧波達到峰值，暗示要注入外部斜坡來抑制這

8、些次諧波極 電源段交流響應顯示一半開關頻率時次諧波達到峰值，暗示要注入外部斜坡來抑制這些次諧波極點。 點。這一次諧波尖峰能注入諧波補償實現(xiàn)快速抑制。 最快的方式是計算初級電感的衰減斜坡，將其 50%注入模型，并最終注入控制器中。完整公式如下所示，其中涉及到輸出電壓 Vout、初級電感 Lp、輸出二極管正向壓降 Vf、感測電阻 Rsense及變壓器匝數(shù)比 N：在 1kHz 帶寬時補償轉換器 帶寬時補償轉換器在圖 4 中可以看到 1kHz

9、帶寬時-10.4dB 的衰減。 因此，必須定制補償器傳遞函數(shù) G(s)，在 1kHz 時提供+10.4dB 的增益。然后，必須提供某種程度的相位提升，從而在環(huán)路關閉時提供足夠的相位余量。相位余量的選擇取決于眾多標準，其中包括恢復時間及元件差量。 為確保相位余量不低于 45?的限制，可爭取 60?的相位余量。 為獲得這種程度的余量，需要放置極點和零點，使補償器在接近 1kHz 的區(qū)域提升相位。需要提供多少的相位提升才能達到 60?的相位余

10、量？參考文獻 1 提供了一個簡單的公式，累加補償環(huán)路中出現(xiàn)的相位旋轉，并計算超出-360?限制外所需要的相位提升：在受控體傳遞函數(shù) H(s)中，可看到輸出電容等效串聯(lián)電阻(ESR)的影響，ESR 可抵制低頻極點并改善相位。為迫使增益沿著頻率軸的前進而下降，通常需要在恰好出現(xiàn) ESR 零點的位置放置一個極點：有了一個位于 1.2kHz 帶寬的極點，實際上還要在這個帶寬放置零點以獲得 24?的相位提升。極點與零點相隔得越近，獲得的相位提升就