畢業(yè)設(shè)計（論文）全橋llc諧振電源的設(shè)計與研究理論部分

1、<p>　　聿肅蒅罿羅肂薈螂袁膂蝕薅膀膁莀螀肆膀薂薃肂腿蚄袈羈膈莄蟻襖膇蒆袇膂膇蕿蠆肈芆蟻裊羄芅莁蚈袀芄蒃袃螆芃蚅蚆膅節(jié)蒞羂肁芁蕆螄羇芁蕿羀袃芀螞螃膁荿莁薅肇莈蒄螁羃莇薆薄衿莆莆蝿裊蒞蒈螞膄蒞薀袈肀莄蚃蝕羆莃莂袆袂蒂蒅蠆膀蒁薇襖肆蒀蠆蚇羂葿葿袂羈肆薁螅襖肅蚃羈膃肄莃螄聿肅蒅罿羅肂薈螂袁膂蝕薅膀膁莀螀肆膀薂薃肂腿蚄袈羈膈莄蟻襖膇蒆袇膂膇蕿蠆肈芆蟻裊羄芅莁蚈袀芄蒃袃螆芃蚅蚆膅節(jié)蒞羂肁芁蕆螄羇芁蕿羀袃芀螞螃膁荿莁薅肇莈蒄螁羃莇薆薄衿

2、莆莆蝿裊蒞蒈螞膄蒞薀袈肀莄蚃蝕羆莃莂袆袂蒂蒅蠆膀蒁薇襖肆蒀蠆蚇羂葿葿袂羈肆薁螅襖肅蚃羈膃肄莃螄聿肅蒅罿羅肂薈螂袁膂蝕薅膀膁莀螀肆膀薂薃肂腿蚄袈羈膈莄蟻襖膇蒆袇膂膇蕿蠆肈芆蟻裊羄芅莁蚈袀芄蒃袃螆芃蚅蚆膅節(jié)蒞羂肁芁蕆螄羇芁蕿羀袃芀螞螃膁荿莁薅肇莈蒄螁羃莇薆薄衿莆莆蝿裊蒞蒈螞膄蒞薀袈肀莄蚃蝕羆莃莂袆袂蒂蒅蠆膀蒁薇襖肆蒀蠆蚇羂葿葿袂羈肆薁螅襖肅蚃羈膃肄莃螄聿肅蒅罿羅肂薈螂袁膂蝕薅膀膁莀螀肆膀薂薃肂腿蚄袈羈膈莄蟻襖膇蒆袇膂膇蕿蠆肈芆蟻裊羄芅莁蚈袀

3、芄蒃袃螆芃蚅蚆膅節(jié)蒞羂肁芁蕆螄羇芁蕿羀袃芀螞螃膁荿莁薅肇莈蒄螁羃莇薆薄衿莆莆蝿裊蒞蒈螞膄蒞薀袈肀莄蚃蝕羆莃莂袆袂蒂蒅蠆膀蒁薇襖肆蒀蠆蚇羂葿葿袂</p><p>　　畢 業(yè) 設(shè) 計（論 文）</p><p>　　題目：全橋LLC諧振電源的設(shè)計與研究理論部分</p><p><b>　　2013年6月</b></p><p>

4、;<b>　　中國 馬鞍山</b></p><p>　　本科畢業(yè)設(shè)計（論文）任務(wù)書</p><p>　?、?、畢業(yè)設(shè)計（論文）題目：</p><p>　　全橋LLC諧振電源的設(shè)計與調(diào)試-理論部分

5、 </p><p>　?、?、畢業(yè)設(shè)計（論文）工作內(nèi)容（從專業(yè)知識的綜合運用、論文框架的設(shè)計、文獻資料的收集和應用、觀點創(chuàng)新等方面詳細說明）： </p><p&

6、gt;　　隨著軟開關(guān)技術(shù)和并聯(lián)均流的發(fā)展，高性能的大功率高頻開關(guān)電源的研究與開發(fā)已成為電力電子領(lǐng)域的重要研究方向，高頻化,高效率，高功率密度和低損耗，低EMI噪聲是DC/DC變換器的發(fā)展趨勢，全橋LLC諧振變換器能夠?qū)崿F(xiàn)全負載范圍下原邊開關(guān)管ZVS，副邊整流管ZCS,有效解決了移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器存在的問題，使得LLC諧振拓撲結(jié)構(gòu)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域研究的熱點。 本課題以全橋LLC諧振變換器為研究內(nèi)容，并與移相全橋P

7、WM ZVS DC/DC變換器進行比較，總結(jié)二者優(yōu)缺點，接著對變換器工作原理進行詳細研究，建立數(shù)學模型，運用MATLAB仿真證明理論分析的正確性。最后，搭建220V-40A全橋LLC諧振變換器實驗平臺，驗證理論分析的正確性和設(shè)計方法的合理性。</p><p>　　具體工作的步驟、內(nèi)容、要求安排如下： </p><p&

8、gt;　　緒論，介紹研究的背景。</p><p>　　以全橋LLC諧振變換器為研究內(nèi)容，并與移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器進行比較總結(jié)二者優(yōu)缺點。</p><p>　　對變換器工作原理進行詳細研究，建立數(shù)學模型，運用MATLAB仿真證明理論 分析的正確性。</p><p><b>　　4.總結(jié)論文。</b>

9、</p><p><b>　?、?、進度安排：</b></p><p>　　第1周～第2周（2周）：根據(jù)畢業(yè)設(shè)計任務(wù)和要求，收集、查閱和研究學習相關(guān)的信息和資料：確定相應的技術(shù)方案和實施過程及規(guī)劃； </p><p>　　第3周～第5周（3周）：撰寫論文初稿，查閱相關(guān)資料進行修改； </p><

10、;p>　　第6周～第9周（4周）：設(shè)計電路圖，調(diào)試硬件； </p><p>　　第10周～第12周（3周）：完成MATLAB軟件設(shè)計； </p><p>　　第13周～第14周（2周）：充實論文，后期檢查整改。 </p><p><b>　?、簟⒅饕獏?/p>

11、考資料：</b></p><p>　　[1] 張占松，蔡宣三，開關(guān)電源的原理與設(shè)計（修訂版），電子工業(yè)出版社，2006.1.361~367</p><p>　　[2] 阮新波，嚴仰光，直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)，北京：科學出版社，2000</p><p>　　[3] 馬利軍，峰值電流模式控制在移相全橋變換器中干的應用[碩士學位論文]，河海大學電氣工程

12、學院，2007.</p><p>　　[4] Yilei Gu, C. Chen, "Analysis and Design of Two-Transformer Asymmetrical Half-Bridge Converter,” Proc, IEEE PESC' 02 2002, 943-948</p><p>　　[5] L. Krupskiy, V. Me

13、leshine, A. Nemchinov, "Unified Model of the Asymmetrical Half Bridge for Three Important Topological Variations,” Proc, IEEE INTELEC’99, 1999, pp.8</p><p>　　[6] 丁道宏，楊東平，串聯(lián)輸出諧振變換器開關(guān)特性和效率分析，電力電子技術(shù)，1994年

14、第一期，29~32</p><p>　　[7] 丁道宏，陳玉水，并聯(lián)輸出DC-DC諧振變換器的穩(wěn)態(tài)輸出與數(shù)字仿真，南京航空航天大學學報，1994，26（2）：177~186</p><p>　　[8] 王衛(wèi)，張雷，李可，半橋串并聯(lián)諧振電源的研究，哈爾濱工業(yè)大學學報，1996，28（1）：69~75</p><p>　　[9] 周偉成，3kW LLC諧振式模塊化

15、通信電源[碩士學位論文]，浙江大學電氣工程學院，2007</p><p>　　指導教師：（簽名： ）， 2012 年 月 日</p><p>　　學生姓名：（簽名： ），專業(yè)年級： 電氣工程及其自動化09級 </p><p>　　系負責人審核意見（從選題是否符合專業(yè)培養(yǎng)目標、是否結(jié)合科研或工程實際、綜合訓練程

16、度、內(nèi)容難度及工作量等方面加以審核）： </p><p>　　專業(yè)負責人簽字： ， 2012 年 月 日</p><p><b>　　摘 要</b&

17、gt;</p><p>　　隨著軟開關(guān)技術(shù)和并聯(lián)均流的發(fā)展，高性能的大功率高頻開關(guān)電源的研究與開發(fā)已成為電力電子領(lǐng)域的重要研究方向，高頻化,高效率，高功率密度和低損耗，低EMI噪聲是DC/DC變換器的發(fā)展趨勢，全橋LLC諧振變換器能夠?qū)崿F(xiàn)全負載范圍下原邊開關(guān)管ZVS，副邊整流管ZCS,有效解決了移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器存在的問題，使得LLC諧振拓撲結(jié)構(gòu)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域研究的熱點。</p&

18、gt;<p>　　本文首先對諧振變換器基本分類和工作過程進行歸納總結(jié)，并與傳統(tǒng)PWM變換器進行對比，總結(jié)LLC諧振變換器主要優(yōu)點；詳細討論LLC諧振變換器工作在各個開關(guān)頻率區(qū)域內(nèi)工作過程和工作原理，分析變換器工作在容性區(qū)域內(nèi)的缺點和危害性以及輕載情況下的工作狀況。其次，利用基波分析方法建立變換器數(shù)學模型，推導輸入電壓、輸出電壓和開關(guān)頻率以及負載的關(guān)系，分析LLC諧振變換器空載特性和短路特性，推導感性和容性區(qū)域邊界條件，確定

19、變換器穩(wěn)態(tài)工作區(qū)域，確定主開關(guān)管實現(xiàn)ZVS條件，分析系統(tǒng)小信號模型和設(shè)計控制器。最后，根據(jù)主開關(guān)管的ZVS條件總結(jié)諧振參數(shù)的計算步驟，據(jù)此設(shè)計了主電路和控制電路，在討論幾種常用的過流保護方法基礎(chǔ)上采用實用過流保護方法，而且對變換器的損耗做出詳細的分析。通過實驗證明了LLC諧振變換器具有軟開關(guān)特性，電路結(jié)構(gòu)簡單、效率高，可以實現(xiàn)高頻化和高功率密度，電路的輸入電壓范圍和輸出功率范圍較寬以及輸出整流二極管電壓應力較低等優(yōu)點。</p>

20、;<p>　　關(guān)鍵詞：諧振變換器，軟開關(guān)，基波分析方法，過流保護，損耗分析</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　In DC/DC converter applications, high frequency, high power density, high efficiency is the development

21、 trend. As a focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant converter can solve well these problems such as hard to achieve ZVS in light load and revere recovery problems, also work well without

22、 any load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. Just with the advantages comparing to the series converter or the parallel converte</p><p>　　The dissertation fir

23、st analyzes three traditional resonant converters and compares them with LLC resonant converter, and then sums up the advantages of LLC resonant converter, and discusses in detail its principle and the operation modes in

24、 each frequency range, and the disadvantages and harmfulness in the non-inductance range and the work states in the light load. Secondly, based on the fundamental harmonic approximation (FHA), the mathematics model of th

25、e converter is obtained, the gain relati</p><p>　　Keywords: resonant converter, soft-switches, FHA, over-current protection, analysis of loss</p><p><b>　　目錄</b></p><p>&

26、lt;b>　　摘 要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p><p>　　1.1直流變換器1</p><p>　　1.1.1.直流變換器的分類1</p><p>　　1.1.2直流變換器技術(shù)現(xiàn)狀及

27、未來的發(fā)展1</p><p>　　1.2軟開關(guān)技術(shù)3</p><p>　　1.3諧振變換器與諧振電源4</p><p>　　1.3.1串聯(lián)諧振變換器4</p><p>　　1.3.2并聯(lián)諧振變換器5</p><p>　　1.3.3串并聯(lián)諧振變換器7</p><p>　　1.3.4 L

28、LC串聯(lián)諧振變換器8</p><p>　　1.4 移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器與LLC串聯(lián)諧振變換器比較8</p><p>　　第二章 LLC串聯(lián)諧振變換器工作原理11</p><p><b>　　2.1主電路11</b></p><p>　　2.2變換器工作在感性區(qū)間主要波形和工作模態(tài)12<

29、/p><p>　　2.2.1工作在f>fs區(qū)間(Buck)主要工作波形和工作模態(tài)12</p><p>　　2.2.2工作于fm<f<fs區(qū)間(Boost)主要工作波形和工作模態(tài)15</p><p>　　2.2.3工作在f=fs諧振頻率點的工作波形17</p><p>　　2.3工作在容性區(qū)間內(nèi)開關(guān)管的工作狀態(tài)18<

30、/p><p>　　2.4工作于接近感性和容性區(qū)間分界線以及輕載下的工作狀況20</p><p>　　第三章 LLC串聯(lián)諧振變換器電路設(shè)計22</p><p>　　3.1諧振參數(shù)計算22</p><p>　　3.1.1參數(shù)設(shè)計步驟22</p><p>　　3.1.2 根據(jù)步驟計算出諧振參數(shù)23</p>

31、<p>　　3.2諧振電容選取23</p><p>　　3.2.1 高頻變壓器設(shè)計23</p><p>　　3.2.2 主開關(guān)管和整流二極管的選取25</p><p>　　3.3控制器的設(shè)計25</p><p>　　3.4頻率控制電路以及驅(qū)動電路27</p><p>　　3.4.1頻率控制電路2

32、7</p><p>　　3.4.2驅(qū)動電路28</p><p>　　3.5常用過流限流保護方法29</p><p>　　3.5.1提高變換器開關(guān)頻率方法29</p><p>　　3.5.2變頻和定頻相結(jié)合方法30</p><p>　　3.5.3采用二極管鉗位法30</p><p>　　

33、3.5.4實用過流保護方法32</p><p>　　第四章 仿真以及實驗結(jié)果分析33</p><p>　　4.1仿真LLC諧振電路33</p><p>　　4.3輸出整流二極管電壓和電流37</p><p>　　4.4變壓器原邊電壓波形38</p><p><b>　　結(jié)論與展望39</b&

34、gt;</p><p><b>　　致謝40</b></p><p><b>　　參考文獻41</b></p><p>　　附錄1：英文文獻43</p><p>　　附錄2：中文文獻48</p><p><b>　　第一章 緒論</b></

35、p><p><b>　　1.1直流變換器</b></p><p>　　1.1.1.直流變換器的分類</p><p>　　直流變換器分為并聯(lián)直流變換器和非并聯(lián)直流變換器兩種.</p><p>　　并聯(lián)直流變換器采用先進的高頻脈寬調(diào)制邊緣諧振技術(shù)，使效率得到了極大提高。整機具有穩(wěn)壓精度高、動態(tài)響應快、輸出雜音低、抗干擾能力強、工

36、作溫度范圍寬等特點。面板上的中文液晶可顯示本電源模塊的工作狀態(tài)，也可直觀顯示電壓電流等數(shù)據(jù)；模塊的各種保護功能齊全；模塊內(nèi)置均充、浮充切換電路，并可選擇手動或自動控制。監(jiān)控接口可監(jiān)測模塊工作狀態(tài)，可進行開關(guān)機控制，均浮充控制，并配有自動均流總線接口，均充總線接口。智能機型配有RS485接口，可與配套監(jiān)控模塊、PC機、PLD等其它智能設(shè)備連接，完成遠端監(jiān)控，實現(xiàn)電源系統(tǒng)四遙功能。</p><p>　　非并聯(lián)直流變換

37、器采用進口DC-DC模塊組成，具有穩(wěn)壓精度高、輸出噪聲低、抗干擾能力強等優(yōu)點，且體積小、重量輕一般的直流變換器都是單向的，也某些場合也會有雙向直流變換器來進行工作。</p><p>　　1.1.2直流變換器技術(shù)現(xiàn)狀及未來的發(fā)展</p><p>　　分布式電源系統(tǒng)應用的普及推廣以及電池供電移動式電子設(shè)備的飛速發(fā)展，其電源系統(tǒng)需用的DC/DC電源模塊越來越多。對其性能要求越來越高。除去常規(guī)電性

38、能指標以外，對其體積要求越來越小，也就是對其功率密度的要求越來越高，對轉(zhuǎn)換效率要求也越來越高，也即發(fā)熱越來越少。這樣其平均無故障工作時間才越來越長，可靠性越來越好。因此如何開發(fā)設(shè)計出更高功率密度、更高轉(zhuǎn)換效率、更低成本更高性能的DC/DC轉(zhuǎn)換器始終是近二十年來電力電子技術(shù)工程師追求的目標。例如：二十年前Lucent公司開發(fā)出第一個半磚DC/DC時，其輸出功率才30W，效率只有78%。而如今半磚的DC/DC輸出功率已達到300W，轉(zhuǎn)換效率

39、高達93.5%。 </p><p>　　從八十年代末起，工程師們?yōu)榱丝s小DC/DC變換器的體積，提高功率密度，首先從大幅度提高開關(guān)電源的工作頻率做起，但這種努力結(jié)果是大幅度縮小了體積，卻降低了效率。發(fā)熱增多，體積縮小，難過高溫關(guān)。因為當時MOSFET的開關(guān)速度還不夠快，大幅提高頻率使MOSFET的開關(guān)損耗驅(qū)動損耗大幅度增加。工程師們開始研究各種避開開關(guān)損耗的軟開關(guān)技術(shù)。雖然技術(shù)模式百花齊放，然而從工程

40、實用角度僅有兩項是開發(fā)成功且一直延續(xù)到現(xiàn)在。一項是VICOR公司的有源箝位ZVS軟開關(guān)技術(shù)；另一項就是九十年代初誕生的全橋移相ZVS軟開關(guān)技術(shù)。 有源箝位技術(shù)歷經(jīng)三代，且都申報了專利。第一代系美國VICOR公司的有源箝位ZVS技術(shù)，其專利已經(jīng)于2002年2月到期。VICOR公司利用該技術(shù)，配合磁元件，將DC/DC的工作頻率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其轉(zhuǎn)換效率卻始終沒有超過90%，主要原因在于MOSFE

41、T的損耗不僅有開關(guān)損耗，還有導通損耗和驅(qū)動損耗。特別是驅(qū)動損耗隨工作頻率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ頻率之下不易采用同步整流技術(shù)，其效率是無法再提高的。因此，其轉(zhuǎn)換效率始終沒有突破90%大關(guān)</p><p>　　為了讓磁能在磁芯復位時不白白消耗掉，一位美籍華人工程師于2001年申請了第三代有源箝位技術(shù)專利，并獲準。其特點是在第二代有源箝位的基礎(chǔ)上將磁芯復位時釋放出的能量轉(zhuǎn)送至負載。所以實現(xiàn)了更高的轉(zhuǎn)換效率。

42、它共有三個電路方案：其中一個方案可以采用N溝MOSFET。因而工作頻率較高，采用該技術(shù)可以將ZVS軟開關(guān)、同步整流技術(shù)、磁能轉(zhuǎn)換都結(jié)合在一起，因而它實現(xiàn)了高達92%的效率及250W/in3以上的功率密度。（即四分之一磚DC/DC做到250W功率輸出及92%以上的轉(zhuǎn)換效率）[1]</p><p><b>　　1.2軟開關(guān)技術(shù)</b></p><p>　　60年代開始

43、使用的PWM變換器以其簡單的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方式得到廣泛的應用。但是由于傳統(tǒng)PWM變換器中開關(guān)器件工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷是在開關(guān)器件電壓和電流不為零的狀態(tài)下進行的，迫使開關(guān)器件電壓未降到零時開通，或電流未降到零時關(guān)斷。由于線路分布電感和開關(guān)輸出電容的影響，開關(guān)管開通時電流從零逐步上升，電壓逐步下降，電流上升和電壓下降有個交迭的過程，使得開通過程有較大功率損耗；類似地，開關(guān)管關(guān)斷時也有較大功率損耗。硬開關(guān)技術(shù)存在以下缺陷

44、：</p><p>　?。?）開通和關(guān)斷耗大：開關(guān)器件的電壓和電流交疊形成的開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率增加而增加。</p><p>　　（2）感性關(guān)斷和容性開通問題：由于電路中存在感性元件，當開關(guān)器件關(guān)斷時，在開關(guān)器件兩端產(chǎn)生較高的電壓尖峰，容易造成開關(guān)器件的電壓擊穿；其次，由于開關(guān)器件中存在寄生電容，器件關(guān)斷時使寄生電容存儲能量，當器件突然開通時，儲存的能量將會瞬間耗散在開關(guān)器件內(nèi)，可能會引起

45、開關(guān)器件過熱損耗，且由于電壓變化快，將會產(chǎn)生嚴重的開關(guān)噪聲，會嚴重影響器件的驅(qū)動電路，從而使電路工作不穩(wěn)定。</p><p>　　（3）二極管反向恢復問題：其在反向恢復期間仍處于導通狀態(tài)，同一橋臂的開關(guān)器件此時立即開通，很容易造成直流電源瞬間短路，產(chǎn)生過大的電流沖擊。</p><p>　　傳統(tǒng)解決硬開關(guān)中開關(guān)損耗的方法就是增加緩沖電路使開關(guān)管開通時電流緩慢上升和關(guān)斷時電壓緩慢上升，從而改變

46、開關(guān)軌跡，降低開關(guān)過程中開關(guān)損耗。緩沖電路中儲能元件L和C的值決定開關(guān)電流和電壓緩慢上升程度，其數(shù)值越大，緩沖能力越強，開關(guān)損耗越小。但是有損緩沖電路的實質(zhì)就是將功率器件所減少的能耗轉(zhuǎn)移到緩沖電路中，在強緩沖時反而會增加開關(guān)電路損耗。采用無損緩沖電路可以減小這一矛盾，但需要額外增加元件，大大增加電路復雜性。因此，軟開關(guān)技術(shù)[1,2,3]就發(fā)展起來了。</p><p>　　隨著電源技術(shù)深入發(fā)展，市場競爭激烈加劇。為

47、了降低成本和減小變換器體積，電源制造商意識到必須采用新技術(shù)。因此，如何選擇合適電路拓撲，在不增加成本前提下，有效利用軟開關(guān)技術(shù)達到設(shè)計要求，是電源工程師的首要任務(wù)。</p><p>　　1.3諧振變換器與諧振電源</p><p>　　諧振變換器是以諧振電路為基本變換單元，利用諧振原理，使開管器件中電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，在開關(guān)管電流自然過零后關(guān)斷開關(guān)管；或在開關(guān)管電壓為零后開通開

48、關(guān)管，從而實現(xiàn)ZVS或ZVS，降低開關(guān)損耗。諧振變換器有多種不同的分類方法，根據(jù)負載與諧振電路的連接關(guān)系，可以分為串聯(lián)諧振變換器[1-6]（SRC，series resonant converter）、并聯(lián)諧振變換器[7]（PRC，parallel resonant converter）、兩者結(jié)合所生成的串并聯(lián)諧振變換器[9]（SPRC，series-parallel resonant converter）以及LLC串聯(lián)諧振變換器[9-

49、12</p><p>　　]諧振電源裝置是利用無功補償原理,只需用較低電壓和較小容量的試驗電源,可進行大型發(fā)電機,電纜以及GIS組合電器的耐壓試驗.這種試驗方法安全可靠,并能有效地檢出有絕緣缺陷的電氣設(shè)備。</p><p>　　1.3.1串聯(lián)諧振變換器</p><p>　　圖1-1 串聯(lián)諧振變換器 </p><p>　　圖1-1給出串聯(lián)諧振變

50、換器的電路拓撲。由功率MOS管Q1、Q2組成半橋臂，D1&D2和C1&C2為其體內(nèi)二極管和輸出電容。D3&D4以及變壓器構(gòu)成零式全波整流環(huán)節(jié)。諧振電感Ls和諧振電容Cs構(gòu)成串聯(lián)諧振回路，負載與諧振回路串聯(lián)在一起，諧振回路和負載構(gòu)成分壓電路，直流電壓增益不會超過1，當電路工作在諧振頻率時，諧振回路阻抗最小，輸入電壓全部加在負載上，此時增益最大。通過改變工作頻率來改變諧振回路阻抗，從而輸出電壓就會改變。對于串聯(lián)諧振變

51、換器來說，工作頻率大于諧振頻率才能實現(xiàn)原邊功率MOS管ZVS開通。如果開關(guān)頻率小于諧振頻率時，開關(guān)管工作在ZCS狀態(tài)。對于功率MOS管來說，ZVS是最好的選擇。而串聯(lián)諧振變換器比較嚴重的問題是輕載下需要較高開關(guān)頻率保持輸出電壓不變。圖1-2和1-3分別給出了串聯(lián)諧振變換器在諧振點上的主要工作波形以及變換器輸出電壓增益曲線。</p><p>　　圖1-2串聯(lián)諧振變換器的主要波形 圖1-3 串聯(lián)諧振變換器

52、的電壓增益曲線</p><p>　　串聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點在于：</p><p>　　工作頻率大于諧振頻率時，原邊功率MOS管ZVS開通，輸出二極管ZCS關(guān)斷，開關(guān)損耗??；電路結(jié)構(gòu)簡單，沒有輸出濾波電感，輸出整流二極管上電壓應力較??；電路中的循環(huán)電流較低；諧振回路電流隨著負載變輕而減小，因此輕載效率較高；串聯(lián)諧振電容起到隔直作用，防止高頻變壓器飽和。</p><p>

53、<b>　　其缺點在于：</b></p><p>　　輕載時電路工作頻率很高；調(diào)節(jié)范圍比較差，不適合用于設(shè)計輸入電壓范圍較寬的電源；在輕載或者空載情況下，輸出電壓不可調(diào)；輸出直流濾波電容須承受較大電流脈動。</p><p>　　1.3.2并聯(lián)諧振變換器</p><p>　　圖1-4 并聯(lián)諧振變換器</p><p>　　并

54、聯(lián)諧振變換器結(jié)構(gòu)如圖1-4所示。它是由兩個功率MOS管Q1&Q2組成上下橋臂，D1&D2和C1&C2是其體內(nèi)二極管和輸出電容，，雖然諧振電感Lp和諧振電容Cp串在一起，但是負載是和諧振電容并在一起的。整流輸出經(jīng)LC平滑濾波，向負載傳送能量。當諧振電容Cp端電壓大于零時，D3導通流過輸出濾波電感電流I0；當諧振電壓Cp端電壓小于零時，D4導通流過電流I0。濾波電感L0上電壓在一個周期內(nèi)平均為零，所以輸出電壓V0為全

55、波整流后電壓的平均值。與串聯(lián)諧振變換器一樣，工作頻率大于諧振頻率才能實現(xiàn)原邊MOS管的ZVS。與串聯(lián)諧振變換器相比，并聯(lián)諧振變換器工作頻率范圍較小。輕載時，它只要稍微增加開關(guān)頻率就能調(diào)節(jié)輸出電壓。由于負載是和諧振電容相并聯(lián)的，當負載為零時，相當于只有諧振元件參與工作，此時諧振回路阻抗較小，諧振回路電流較大，因此循環(huán)能量較高。圖1-5、1-6分別給出并聯(lián)諧振變換器的主要工作波形和變換器增益曲線。</p><p>　

56、　圖1-5 并聯(lián)諧振變換器的主要波形 圖1-6并聯(lián)諧振變換器的電壓增益曲線</p><p>　　并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點在于：</p><p>　　工作頻率大于諧振頻率時，原邊MOS管實現(xiàn)ZVS開通；輸出電流有效值較低；調(diào)節(jié)范圍較寬，變換器可以工作至輕載；輸出采用大濾波電感，對濾波電容脈動電流要求小，適用于低壓大電流的場合。</p><p><b>

57、;　　其缺點為：</b></p><p>　　電路中循環(huán)電流比較大；輸出濾波電感比較大，不利于功率密度的提高；諧振回路電流與負載輕重無關(guān)，開關(guān)管通態(tài)損耗相對固定，變換器在輕載下效率較低，適合于輸出電壓范圍較窄和額定功率處負載相對穩(wěn)定的場合。</p><p>　　1.3.3串并聯(lián)諧振變換器</p><p>　　圖1-7 串并聯(lián)諧振變換器 </p>

58、;<p>　　如圖1-7給出LCC串并聯(lián)諧振變換器原理圖。它是由三個諧振元件構(gòu)成：諧振電感Ls、諧振電容Cs與Cp串聯(lián)。對于LCC諧振電路來說，它結(jié)合上述兩電路的優(yōu)點。同并聯(lián)諧振變換器一樣，串并聯(lián)諧振變換器空載也能夠調(diào)節(jié)輸出電壓。圖1-8、1-9分別給出變換器工作波形和直流電壓電壓增益曲線。</p><p>　　圖1-8 串并聯(lián)諧振變換器的主要波形 圖1-9串并聯(lián)諧振變換器電壓增益曲線&l

59、t;/p><p>　　LCC串并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點在于：</p><p>　　原邊MOS管實現(xiàn)ZVS開通；電路的工作頻率變化范圍比較窄；輸出電流有效值較低；當負載變輕或者空載時，變換器偏向于并聯(lián)諧振變換器特性，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率能在較寬輸入電壓范圍內(nèi)調(diào)節(jié)輸出電壓。</p><p><b>　　其缺點是：</b></p><p>

60、;　　調(diào)節(jié)范圍比較窄；輸出濾波電感比較大；由于變壓器原邊漏感無法參加諧振，造成變壓器電壓電流存在一定相位差，導致諧振回路中無功電流增加；電路內(nèi)循環(huán)電流較大，通態(tài)損耗加大。</p><p>　　1.3.4 LLC串聯(lián)諧振變換器</p><p>　　圖1-10 LLC串聯(lián)諧振變換器</p><p>　　LLC串聯(lián)諧振變換器結(jié)構(gòu)如圖1-10所示。LLC串聯(lián)諧振變換器采用

61、調(diào)頻控制方式（PFM），即橋臂上下兩個開關(guān)管占空比不變，接近50%；同時這兩個開關(guān)管工作頻率根據(jù)工作狀態(tài)來調(diào)節(jié)，當Q1關(guān)斷，諧振電感Ls、諧振電容Cs和勵磁電感Lm一起諧振，使Q2輸出電容C2上電壓變?yōu)榱?，然后D2導通，為Q2的ZVS創(chuàng)造條件。類似地，當Q2關(guān)斷時，諧振電感Ls、諧振電容Cs和勵磁電感Lm一起諧振，使Q1輸出電容C1上電壓變?yōu)榱?，然后D1導通，為Q1的ZVS創(chuàng)造條件。有關(guān)它的工作過程分析和計算公式的推導，將在下一章節(jié)中展

62、開討論。</p><p>　　相對于前面三種諧振變換器， LLC串聯(lián)諧振變換器優(yōu)點在于：</p><p>　　在空載到全負載范圍內(nèi)，原邊功率MOS管實現(xiàn)ZVS開通，輸出整流二極管實現(xiàn)ZCS關(guān)斷，變壓器勵磁電感和漏感能夠被利用，可以集成到一顆磁芯上；原邊開關(guān)管關(guān)斷電流較小，關(guān)斷損耗較低；較高輸入電壓下具有高效率；輸出整流二極管電壓應力低，能減小到兩倍輸出電壓；輸出端無濾波電感。</p&

63、gt;<p><b>　　其缺點在于：</b></p><p>　　短路或過流時，原邊電流較大；電路中電流有效值較大。</p><p>　　LLC串聯(lián)諧振變換器自身的缺點在其他三種電路中也是存在的。但是，通過合理的設(shè)計可以克服這些缺點。</p><p>　　1.4 移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器與LLC串聯(lián)諧振變換器比較

64、</p><p>　　移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關(guān)管達到零電壓開通和關(guān)斷。從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單、開關(guān)頻率恒定、元器件的電壓

65、和電流應力小等一系列優(yōu)點。 移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯后臂開關(guān)管在輕載下難以實現(xiàn)零電壓開關(guān)，使得它不適合負載范圍變化大的場合[1]。電路不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)時，將產(chǎn)生以下幾個后果：1）由于開關(guān)損耗的存在，需要增加散熱器的體積；2）開關(guān)管開通時存在很大的di/dt；3）由于副邊二極管的反向恢復，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應用中須在副邊二極管上加入R－C

66、吸收。 針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls，擴大變換器的零電壓開關(guān)范圍[11-19]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達到全工作范</p><p>　　下面從以下幾個方面比較兩種變換器進行比較：</p><p>　?。?）在電路結(jié)構(gòu)上，LLC半橋串聯(lián)諧振變換器相對不對稱半橋變換器，無須濾波電感，可以直接采用電容濾波，降低變換器體積，有利于功率密度提高。&

67、lt;/p><p>　　（2）在控制方式上，兩種變換器完全不同。不對稱半橋變換器是在不改變開關(guān)頻率的情況下，通過開關(guān)管占空比改變來調(diào)節(jié)輸出電壓；而LLC諧振變換器是在不改變占空比的情況下，通過開關(guān)頻率改變來調(diào)節(jié)輸出電壓。正是由于控制方式差別，不對稱半橋變換器占空比隨著輸入電壓升高而降低。假設(shè)固定匝比n和輸出電壓V0，當輸入電壓為300V，占空比為0.5，而當輸入電壓增大到400V，占空比只有0.25，占空比丟失嚴重，

68、單個周期內(nèi)傳遞能量時間減少，導致在高輸入電壓下變換器效率反而下降。而LLC諧振變換器由于采用變頻控制方式，不存在寬輸入電壓范圍內(nèi)占空比丟失的情況，實際上隨著輸入電壓增大諧振回路電流峰值在減小，開關(guān)管開關(guān)損耗在減小，在一定開關(guān)頻率范圍內(nèi)，LLC半橋串聯(lián)諧振變換器效率隨著輸入電壓升高而上升，適合用于輸入電壓寬的場合。</p><p>　?。?）從輸出整流二極管電壓應力情況上看，不對稱半橋變換器整流管耐壓分別為V0/D

69、和V0/(1-D)，因此當占空比遠離0.5時，會導致其中一只二極管耐壓非常高，然而LLC諧振變換器整流二極管電壓應力為輸出電壓的2倍，不受輸入電壓變化影響。由于輸出二極管通態(tài)壓降與其電壓應力有關(guān)，所以LLC諧振變換器在寬輸入電壓范圍內(nèi)效率較高。</p><p>　?。?）從輸出整流二極管反向恢復情況看，不對稱半橋變換器輸出整流二極管是硬關(guān)斷，反向恢復嚴重，損耗較大；而LLC諧振變換器輸出整流二極管ZCS軟關(guān)斷，損

70、耗較小，提高變換器效率。</p><p>　　第二章 LLC串聯(lián)諧振變換器工作原理</p><p>　　LLC 諧振變換器是在傳統(tǒng)的串聯(lián)和并聯(lián) LLC 諧振變換器的基礎(chǔ)上改良產(chǎn)生的，它既吸收了串聯(lián)諧振變換器諧振電容所起到的隔直作用和諧振槽路電流隨負載輕重而變化，輕載時效率較高的優(yōu)點，同時又兼具了并聯(lián)諧振變換器可以工作在空載條件下，對濾波電容的電流脈動要求小的特點，是一種比較理想的諧振變換器

71、拓撲。但由于它在傳統(tǒng)串聯(lián)諧振變換器的基礎(chǔ)上增加了一個諧振元件，電路特性變得更為復雜。為了能設(shè)計出滿足各種不同技術(shù)參數(shù)需要的 LLC 諧振變換器，我們首先就要對其變換器特性進行一個具體的分析。</p><p><b>　　2.1主電路</b></p><p>　　LLC串聯(lián)諧振變換器主電路結(jié)構(gòu)如圖2-1所示。電路有以下元件構(gòu)成：構(gòu)成橋臂上下兩功率MOS管Q1&Q

72、2，采用占空比（高電平在一個周期之內(nèi)所占的時間比率）近似50%，固定死區(qū)時間的調(diào)頻控制方式進行控制。D1&D2和C1&C2是開關(guān)管體內(nèi)二極管和輸出電容；諧振電容為Cs；變壓器結(jié)構(gòu)為輸出零式全波整流結(jié)構(gòu)，匝比為n：1：1（Np：Ns1：Ns2），Lm為并聯(lián)諧振電感，用變壓器的勵磁電感來代替；Ls為串聯(lián)諧振電感，用變壓器漏感來代替；D3&D4為輸出整流二極管；輸出電容C0和負載R0。</p><p

73、>　　圖2-1 LLC串聯(lián)諧振變換器主電路</p><p>　　在串聯(lián)諧振變換器中，勵磁電感Lm被認為是無窮大的，它是不參與諧振的；Ls和Cs構(gòu)成諧振回路。開關(guān)頻率大于Ls-Cs的串聯(lián)諧振頻率，原邊開關(guān)管可以實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS(O電壓開關(guān)）。而LLC諧振變換器中并聯(lián)諧振電感與串聯(lián)諧振電感屬于同數(shù)量級別，勵磁電感參與諧振，變換器工作頻率可以低于Ls-Cs的串聯(lián)諧振頻率，但一定要大于Ls-Lm-Cs的串并聯(lián)諧

74、振頻率。在LLC串聯(lián)諧振變換器中勵磁電感Lm的作用將在下面詳細介紹。為了討論方便，Cs和Ls的串聯(lián)諧振頻率定義為fs；Cs、Ls和Lm的串并聯(lián)諧振頻率定義為fm。</p><p>　　與此相對應的角頻率為</p><p>　　因此，LLC串聯(lián)諧振變換器與串聯(lián)諧振變換器相比，它不僅可以工作在f>fs（Buck）和f=fs的頻率區(qū)間內(nèi)，而且它可以工作在fm<f<fs（Boos

75、t）的頻率區(qū)間之內(nèi)。</p><p>　　2.2變換器工作在感性區(qū)間主要波形和工作模態(tài)</p><p>　　2.2.1工作在f>fs區(qū)間(Buck)主要工作波形和工作模態(tài)</p><p>　　圖2-2工作在f>fs區(qū)間（Buck）主要工作波形</p><p>　　LLC串聯(lián)諧振變換器在f>fs時工作波形如圖2-2所示，可以把

76、它分為8個工作模態(tài)，每一個工作模態(tài)等效電路如圖2-3所示。假設(shè)輸出電容無窮大，故認為輸出電壓V0保持不變。</p><p>　　M1：在t0時刻，開關(guān)管Q1關(guān)斷，諧振輸入電流給開關(guān)管輸出電容C1充電、C2放電，一直到t1時刻C2上電壓降為零，這就給Q2的ZVS創(chuàng)造了條件。此時勵磁電流繼續(xù)線性上升，勵磁電感上電壓被鉗位在nV0，不參與諧振，只有諧振電感Ls和諧振電容Cs一起諧振。</p><p&

77、gt;　　M2：在t1時刻，開關(guān)管Q2體內(nèi)二極管D2導通續(xù)流，進一步為Q2的ZVS開通提供條件，此時能量繼續(xù)傳輸給副邊。直到t2時刻勵磁電流和諧振輸入電流相等，整流二極管D3關(guān)斷。在此過程勵磁電感仍然被鉗位在nV0，不參與諧振。但從過程來看，諧振輸入電流是以高di/dt的速率下降。</p><p>　　M3：從t2時刻起，諧振輸入電流繼續(xù)減小到小于勵磁電流時，整流二極管D4導通。正是由于D4導通，所以變壓器勵磁電

78、感上電壓反向被鉗位在-nV0，這樣勵磁電流線性減小。在t3時刻，D2續(xù)流導通結(jié)束。</p><p>　　M4：從t3時刻起，諧振輸入電流反方向從零增大，Q2為ZVS開通，能量繼續(xù)傳輸給副邊。在t4時刻，開關(guān)管Q2關(guān)斷。</p><p>　　M5：在t4時刻，由于Q2關(guān)斷，諧振輸入電流給C1放電、C2充電，此過程一直維持到t5時刻C2電壓升到零為止，為Q1的ZVS開通創(chuàng)造條件。</p&

79、gt;<p>　　M6：在t5時刻，開關(guān)管Q1體內(nèi)二極管D1開始續(xù)流，進一步為Q1的ZVS開通提供條件，此時能量繼續(xù)傳輸給副邊。直到t6時刻勵磁電流和諧振輸入電流相等，D4關(guān)斷。同M2過程一樣，諧振輸入電流都是以高di/dt的速率變化。</p><p>　　M7：從t6時刻起，諧振輸入電流繼續(xù)增大到大于勵磁電流時，整流二極管D3導通。由于D3導通，所以變壓器勵磁電感上電壓反向被鉗位在nV0，這樣勵磁

80、電流逐漸增大。直到t7時刻，諧振輸入電流過零，D1關(guān)斷。</p><p>　　M8：在t7時刻，諧振輸入電流諧振過零變?yōu)檎?，開關(guān)管Q1為ZVS開通。能量繼續(xù)通過D3傳輸給負載。在t8時刻，開關(guān)管Q1關(guān)斷。</p><p>　　從t8時刻開始，電路進入下一個周期。</p><p>　　M1：t0~t1 M2：t1~t2

81、</p><p>　　M3：t2~t3 M4：t3~t4</p><p>　　M5：t4~t5 M6：t5~t6</p><p>　　M7：t6~t7 M8：t7~t8</p><p>　　圖2-3工作在

82、Buck區(qū)間（f>fs）工作模態(tài)</p><p>　　在此運行工作區(qū)間，由于開關(guān)管關(guān)斷時諧振輸入電流較大，能夠保證MOS管實現(xiàn)ZVS。然而，原邊關(guān)斷電流較大會產(chǎn)生較大關(guān)斷損耗。此外，副邊整流二極管電流同原邊諧振輸入電流類似，同樣以較高di/dt速率關(guān)斷，如圖2-2工作模態(tài)中M2和M6，這樣整流二極管上就會產(chǎn)生一定電壓尖峰，給電路穩(wěn)定運行帶來了一定的不可靠性。此時輸出整流二極管是硬關(guān)斷，存在嚴重反向恢復問題，

83、損耗較大，不利于效率提高。</p><p>　　2.2.2工作于fm<f<fs區(qū)間(Boost)主要工作波形和工作模態(tài)</p><p>　　圖2-4工作在fm<f<fs區(qū)間（Boost）主要工作波形</p><p>　　在此工作頻率范圍之內(nèi)，LLC串聯(lián)諧振變換器的額定負載穩(wěn)態(tài)運行工作波形如圖2-4所示。據(jù)圖2-4每個周期內(nèi)可以分為8個工作模態(tài)

84、，每個工作模態(tài)的等效電路如圖2-5所示。電路中，輸出電容C0假設(shè)足夠大，因此輸出電壓V0可以認為不變。</p><p>　　M1：從t0時刻起，Q1處于導通狀態(tài)，D3處于自然關(guān)斷狀態(tài)，輸出被變壓器隔離。此時流入變壓器副邊電流為零，變壓器原副邊沒有能量交換，輸出對Lm鉗位消失，勵磁電感Lm、諧振電感Ls和諧振電容Cs開始一起諧振。實際電路中勵磁電感Lm遠大于諧振電感Ls，諧振電容Cs和勵磁電感Lm、諧振電感Ls構(gòu)成

85、的諧振周期遠大于開關(guān)周期，因此這個階段可以認為勵磁電流近似不變。諧振電容被恒流充電，電壓線性上升。而輸出僅由輸出電容供電。</p><p>　　M2：在t1時刻，Q1關(guān)斷，進入死區(qū)時間，此時Lm中電流大于Ls中電流，兩者之差流過變壓器原邊，D4為ZCS開通。諧振輸入電流給C1充電、C2放電，直到t2時刻C2上電壓為零。此階段中勵磁電感Lm上電壓被鉗位在-nV0，D4導通。此時只有諧振電感Ls和諧振電容Cs參與諧振

86、。</p><p>　　M3：在t2時刻，Q2體內(nèi)二極管D2續(xù)流導通，為Q2的ZVS導通創(chuàng)造了條件。勵磁電流在鉗位電壓-nV0下線性充電，勵磁電感不參與諧振。直到t3時刻，諧振輸入電流下降到零，D2續(xù)流導通結(jié)束。</p><p>　　M1：t~t1 M2：t1~t2</p><p>　　M3：t2~t3

87、 M4：t3~t4</p><p>　　M5：t4~t5 M6：t5~t6</p><p>　　M7：t6~t7 M8：t7~t8</p><p>　　圖2-5 工作在fm<f<fs區(qū)間（Boost）工作模態(tài)&

88、lt;/p><p>　　M4：在t3時刻，Q2以ZVS方式開通，諧振輸入電流反方向流通。此時只有諧振電容Cs和諧振電感Ls參與諧振，Lm上電壓鉗位在-nV0，不參與諧振，僅作為變壓器。在t4時刻，諧振輸入電流和勵磁電流相同，此時D4的電流自然降為零而關(guān)斷，即為軟關(guān)斷。</p><p>　　M5：在t4時刻，由于諧振輸入電流和勵磁電流相等，D3和D4處于反偏截止狀態(tài)，輸出被變壓器隔離，此時Lm開

89、始參與諧振。諧振電流在Q2和諧振腔內(nèi)循環(huán)流動。輸出電容放電，繼續(xù)給輸出供電。直到t5時刻，Q2關(guān)斷，該狀態(tài)結(jié)束。</p><p>　　M6：與狀態(tài)M2類似，只不過此時諧振電流比勵磁電流大，兩者之差流過變壓器，整流二極管D3自然導通。</p><p>　　M7：在t6時刻,Q1體內(nèi)二極管D1導通續(xù)流，為Q2的ZVS導通創(chuàng)造了條件。直到t7時刻，諧振電流上升到零，D1續(xù)流導通結(jié)束。</p

90、><p>　　M8：在t7時刻，Q2以ZVS方式開通，諧振電流正方向流通。此時只有諧振電容Cs和諧振電感Ls參與諧振，Lm的電壓鉗位在nV0，不參與諧振，僅作為變換器。在t8時刻，諧振電流和勵磁電流相同，此時輸出整流二極管D3的電流變?yōu)榱悖礊閆CS軟關(guān)斷。</p><p>　　從t8時刻開始，電路進入下一個周期。</p><p>　　2.2.3工作在f=fs諧振頻率點

91、的工作波形</p><p>　　圖2-6 工作于f=fs諧振頻率點的工作波形</p><p>　　圖2-6給出f=fs時LLC串聯(lián)諧振變換器額定負載穩(wěn)態(tài)運行的工作波形。其實f=fs是上述一種特殊情況，與上面相比，此時工作模態(tài)少了M1和M5；另外，此時諧振電流是一個純正弦波形，輸出電流是整流二極管D3和D4之和，而且是臨界連續(xù)的。</p><p>　　以上所有過程的分

92、析，均是基于額定負載運行的情況，當負載變輕時，在每個工作區(qū)域還有幾種不同的工作模式，這里不做出詳細的敘述。</p><p>　　通過以上分析，我們可以看出：當變換器處于Boost區(qū)間時，LLC串聯(lián)諧振變換器實現(xiàn)原邊MOS管的ZVS，且流過整流二極管電流斷續(xù)，輸出整流二極管ZCS軟關(guān)斷，消除因反向恢復所產(chǎn)生的損耗；當變換器處于Buck區(qū)間時，LLC串聯(lián)諧振變換器雖能實現(xiàn)原邊MOS管的ZVS，但是整流二極管電流連續(xù)，

93、整流二極管ZCS特性丟失，在換流時會因反向恢復而產(chǎn)生損耗，而且在整個周期內(nèi)勵磁電感Lm在變換器運行過程中始終被方波電壓所鉗位，故一直未參與諧振，所以在此區(qū)間內(nèi)，LLC串聯(lián)諧振變換器特性偏向于普通串聯(lián)諧振變換器。</p><p>　　2.3工作在容性區(qū)間內(nèi)開關(guān)管的工作狀態(tài)</p><p>　　從LLC串聯(lián)諧振變換器工作在Boost工作區(qū)間的工作原理和工作過程來看，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電

94、壓時，開關(guān)管才可能以ZVS方式開通。換句話說，當諧振網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)感性，軟開關(guān)才可能實現(xiàn)。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電壓的頻率區(qū)域稱為感性區(qū)域，而諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流超前于輸入電壓的頻率區(qū)域稱之為容性區(qū)域，而諧振區(qū)域的分界線將會在第三章中做出分析。接下對變換器工作在容性區(qū)域時開關(guān)管的工作狀態(tài)作詳細的分析。 </p><p>　　圖2-7 變換器工作在容性區(qū)域的主要波形</p><p>　　回到諧振變

95、換器工作模態(tài)分析來看，當開關(guān)管Q1關(guān)斷、Q2開通，假設(shè)當變換器處于某一時刻t0前，此時Q1處于開通狀態(tài)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流從諧振網(wǎng)絡(luò)流出并流回到輸入電壓源，即諧振電流為負。運行狀態(tài)如圖2-7所示。</p><p>　　從上面波形可以看出，在死區(qū)時間TD內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流通過MOS管Q1體內(nèi)二極管D1繼續(xù)流通，直到死區(qū)時間結(jié)束Q2導通為止。從開通損耗方面講，Q2應該在最小開通損耗下開通。然而，正是由于死區(qū)時間內(nèi)D1導

96、通，在t1時刻加在Q2上電壓等于輸入電壓Vi，以至于在Q2開通時不僅電壓和電流有一部分重疊，而且開關(guān)管輸出電容上能量主要消耗在開關(guān)管上，即加在導通電阻上。這相當于傳統(tǒng)中PWM控制方式下開關(guān)管以硬開關(guān)方式開通的情形，這種情況下會導致開關(guān)管嚴重過熱。此外，在t1時刻，D1的電流和電壓由于Q2的開通被迫突降為零，很短時間內(nèi)承受很高的dv/dt沖擊，這對開關(guān)管來說是很危險的。</p><p>　　由于MOS管體內(nèi)二極管沒

97、有很好的反向恢復特性，因此D1將會承受很大反向恢復電流尖峰的沖擊。由于變換器諧振電感中電流不能突變，故尖峰不會通過諧振網(wǎng)絡(luò)，這樣會對開關(guān)管造成一定的危害。開關(guān)管Q1體內(nèi)二極管D1的電壓和電流在其反向恢復期間承受極高dv/dt的尖峰，這個尖峰可能會超出開關(guān)管自身給出的dv/dt速率，從而造成MOS管內(nèi)部寄生的雙極型晶體管過熱而引起二次擊穿。其次，也會產(chǎn)生這種情況：由于體內(nèi)二極管在關(guān)斷過程中存在反向恢復電流，此電流極有可能注入到MOS管極間

98、電容Cgd，當足夠大時使得本來處于關(guān)斷狀態(tài)的MOS管柵極低電平提升到開啟電壓，開關(guān)管會再次開通，從而造成橋臂上下兩開關(guān)管的直通。</p><p>　　這種容性工作狀態(tài)的另一個缺點就是，電路板本身存在不可避免的寄生電感承受電流的變化而形成的電壓尖峰很大，這樣會損壞與橋臂相連的IC控制芯片。</p><p>　　類似地，當Q2關(guān)斷Q1開通的過程也會產(chǎn)生同樣嚴重的問題。通過以上的分析，容性工作模

99、式不僅使變換器的損耗變大，而且極有可能危害諧振變換器的正常運行。所以為了使變換器具有很好的軟開關(guān)特性，變換器必須工作在感性工作模式下。然而，感性負載只是軟開關(guān)特性的必要條件，而非充分條件。以上的分析可知，橋臂中點電壓無論是從零到輸入電壓的變化還是輸入電壓到零的變化，都需要保證諧振網(wǎng)絡(luò)在開關(guān)管關(guān)斷時電流要足夠大。當電感中儲存的能量大于橋臂中點等效電容CHB的能量，橋臂中點電壓才會由輸入電壓降到零使D2得以導通續(xù)流，這樣為Q2的零電壓開通創(chuàng)

100、造了條件。類似地，當Q2關(guān)斷時，電感中儲存的能量轉(zhuǎn)移到CHB從而給CHB充電至輸入電壓直到D1開通，這樣Q1的零電壓開通創(chuàng)造了條件。</p><p>　　然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保證所有運行狀態(tài)下開關(guān)管以ZVS開通。變換器開關(guān)管驅(qū)動信號死區(qū)時間TD長短將會對變換器軟開關(guān)特性產(chǎn)生很大影響。死區(qū)時間就是為實現(xiàn)ZVS而保證開關(guān)管在一定時間內(nèi)完成橋臂上下開關(guān)管導通和關(guān)斷的切換。而在死區(qū)時間內(nèi)變換器工作狀態(tài)實際上

101、是相當復雜的。</p><p>　　2.4工作于接近感性和容性區(qū)間分界線以及輕載下的工作狀況</p><p>　　(a) (b)</p><p>　　(c) (d)</p><p>　　圖2-8

102、 變換器工作在分界線附近的工作狀況</p><p>　　圖2-8給出的波形反映的是當變換器工作在非常接近容性區(qū)域的感性區(qū)域，ZVS特性是很難實現(xiàn)的。下面主要是關(guān)于Q1關(guān)斷Q2開通的過渡過程給出分析。</p><p>　?。╝）是非常接近感性區(qū)域和容性區(qū)域的分界線的波形。在Q1關(guān)斷時，諧振電流反向后，橋臂中點電壓Va有個小的變化后恢復到輸入電壓，此時Q1寄生二極管D1開始導通。而當Q2開通時

103、就會有電容損耗和以及前面提到的由D1反向恢復引起的相關(guān)問題。</p><p>　?。╞）非常明顯工作在感性區(qū)域，不過諧振電感電流仍在死區(qū)時間內(nèi)過零。橋臂中點電壓Va仍有很大的變化和Q1仍有導通的一段時間。</p><p>　?。╟）遠離分界線的情況。此時橋臂中點電壓Va已經(jīng)諧振到零，但是諧振電流在死區(qū)時間內(nèi)仍然過零，Va再次從零諧振到小于或者等于輸入電壓，此時D1不再導通，而當Q2導通時只

104、有電容損耗。</p><p>　?。╠）進一步遠離分界線的情況，幾乎在死區(qū)時間結(jié)束時諧振電流過零。Q2以ZVS方式開通，故沒有電容損耗。這就給出了在給定死區(qū)時間內(nèi)ZVS實現(xiàn)的感性區(qū)域分界線。</p><p>　　圖2-9 變換器工作在空載下的工作狀況</p><p>　　圖2-9給出在高輸入電壓下空載時開關(guān)管沒有實現(xiàn)ZVS時的狀況，由于變換器開關(guān)管轉(zhuǎn)換過程比較慢導致

105、橋臂中點電壓Va在死區(qū)時間內(nèi)沒有完全諧振。這種情況比容性模式要好，因為它沒有體內(nèi)二極管的導通和反向恢復問題。Q1幾乎軟關(guān)斷，然而Q2在開通時會有電容損耗。由于開通電壓低于輸入電壓，CHB上能量較少，但是在空載條件下工作開關(guān)頻率通常遠遠要高于容性區(qū)域的頻率，因此加在開關(guān)上的損耗可能會引起開關(guān)管的過熱。所以空載安全穩(wěn)定運行也是值得考慮的一個問題。</p><p>　　以上分析表明，諧振電流必須要大于ICs-min，足

106、以保證開關(guān)管在重載或者輕載時都以ZVS方式開通。從開關(guān)管關(guān)斷損耗方面來講，關(guān)斷電流也不能太大。此外，死區(qū)時間TD保證橋臂上下開關(guān)管不直通的前提下也不能太長。</p><p>　　第三章 LLC串聯(lián)諧振變換器電路設(shè)計</p><p><b>　　3.1諧振參數(shù)計算</b></p><p>　　3.1.1參數(shù)設(shè)計步驟</p><

107、p><b>　　設(shè)計規(guī)格如下：</b></p><p>　　·額定輸入電壓Vi-norm 、最小輸入電壓Vi-min 、最大輸入電壓Vi-max</p><p>　　·額定輸出電壓V0-norm、最大輸出功率P0-max</p><p>　　·諧振頻率fs和最大工作頻率fmax以及驅(qū)動信號死區(qū)時間TD<