5kw降壓型dcdc變換器硬件設(shè)計(jì)——畢業(yè)論文

1、<p><b>　　摘 要</b></p><p>　　隨著電子產(chǎn)品與人們工作和生活的關(guān)系日益密切，便攜和待機(jī)時(shí)間長(zhǎng)的電子產(chǎn)品越來越受到人們的青睞，它們對(duì)電源的要求也越來越高。DC/DC開關(guān)電源模塊是一種正在快速發(fā)展的功率集成電路，具有集成度高、綜合性能好等特點(diǎn),具有很好的市場(chǎng)前景和應(yīng)用價(jià)值。</p><p>　　本論文在研究開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀的基礎(chǔ)上，設(shè)

2、計(jì)了一種Buck型DC/DC開關(guān)電源。首先對(duì)Buck型電路拓?fù)涔ぷ髟砗烷_關(guān)電源常用控制方式進(jìn)行了詳盡的分析。在整個(gè)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)完成后，又著重研究了電源的控制方案，并使用SG3525芯片完成了控制回路的具體電路設(shè)計(jì)。為了減小高頻開關(guān)過程帶來的損耗，本文對(duì)軟開關(guān)進(jìn)行了較為深入的研究。在整個(gè)開關(guān)電源設(shè)計(jì)完成后，使用了MATLAB軟件對(duì)整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，驗(yàn)證了其各方面均已達(dá)到所定指標(biāo)。最后，為了將電源實(shí)用化，設(shè)計(jì)了整個(gè)電源的PCB板圖。&l

3、t;/p><p>　　關(guān)鍵詞：開關(guān)電源 ；DC/DC；Buck；軟開關(guān)；MATLAB；PCB</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　As electronic products has a more and more closer relationship with people’s work and live,

4、 portable and standby time of electronic products has been more and more loved by the people,their requirements of power is also high at the same time. DC/DC switch power supply module is a rapid development power integr

5、ated circuit.It has a characteristic of high integration and good comprehensive performance, has the very good market prospect and application value.</p><p>　　This paper design a Buck type DC/DC switch power

6、 supply based on the study of the development of the switch power technology.At first,this paper give a detailed analysis of the working principle and switch power supply common control mode of Buck-type circuit topology

7、. After the whole topology structure design is completed, the paper focused on the research of the power control scheme,and use SG3525 chips to design the specific circuit of the control loop.In order to reduce the losse

8、s caused by </p><p>　　Key words: Switching Power Supply; DC/DC; Buck; Soft-switching; MATLAB; PCB</p><p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　1.1課題研究的目的與意義</p><p>　　電源是電子

9、設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量的好壞直接影響著電子設(shè)備的可靠性，而且電子設(shè)備的故障60%來自電源。因此，電源越來越受到人們的重視?，F(xiàn)代電子設(shè)備使用的電源大致有線性穩(wěn)壓電源和開關(guān)穩(wěn)壓電源兩大類。所謂線性穩(wěn)壓電源，就是其調(diào)整管工作在線性放大區(qū)，開關(guān)穩(wěn)壓電源的調(diào)整管工作在開關(guān)狀態(tài)。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。從上世紀(jì)90年代以來開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子和電器設(shè)備領(lǐng)域，計(jì)算機(jī)、通訊、電

10、子檢測(cè)設(shè)備電源、 控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源。由于其高效節(jié)能可帶來巨大經(jīng)濟(jì)效益，從而得到迅速推廣。</p><p>　　分布式電源的發(fā)展及與IT技術(shù)的結(jié)合，對(duì)傳統(tǒng)的電路系統(tǒng)造成巨大的影響，帶來了對(duì)電路系統(tǒng)概念的革新，在同一電路系統(tǒng)中越來越廣泛地使用分布式開關(guān)電源，使電路技術(shù)產(chǎn)生顯著進(jìn)步，形成了新型的專項(xiàng)技術(shù)。DC/DC開關(guān)電源技術(shù)是分布式開關(guān)電源的關(guān)鍵技術(shù)，與傳統(tǒng)的線性電源相比，DC/DC開關(guān)電源具有

11、高效率、高可靠性、體積小、響應(yīng)速度快、穩(wěn)定性高、內(nèi)在限流保護(hù)等優(yōu)點(diǎn)，使其在電源管理芯片中得到了廣泛的運(yùn)用。本課題研究 DC/DC開關(guān)電源的目的就是要瞄準(zhǔn)DC/DC電源產(chǎn)業(yè)化發(fā)展方向，仿真Buck型DC/DC開關(guān)電源。</p><p>　　1.2開關(guān)電源技術(shù)國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　開關(guān)電源的發(fā)展已有30多年歷史，早期的產(chǎn)品開關(guān)頻率很低，成本昂貴，僅用于衛(wèi)星電源等少數(shù)領(lǐng)域。20世紀(jì)

12、60年代出現(xiàn)過晶閘管相位控制式開關(guān)電源，70年代由分立元件制成的各種開關(guān)電源，均因效率不夠高、開關(guān)頻率低、電路復(fù)雜、調(diào)試?yán)щy而難于推廣、使之應(yīng)用受到限制。70年代后期以來，隨著集成電路設(shè)計(jì)與制造技術(shù)的進(jìn)步，各種開關(guān)電源專用芯片大量問世，這種新型節(jié)能電源才重獲發(fā)展。將控制、驅(qū)動(dòng)、保護(hù)、檢測(cè)電路一起封裝在一個(gè)模塊內(nèi)。由于外部接線、焊點(diǎn)減少，可靠性顯著提高。集成化、模塊化使電源產(chǎn)品體積小、可靠性高，給應(yīng)用帶來極大方便。</p>

13、<p>　　電源的集成化，使得它被廣泛應(yīng)用于電子計(jì)算機(jī)、通信、航天、彩色電視機(jī)等領(lǐng)域中。隨著半導(dǎo)體技術(shù)和微電子技術(shù)的不斷發(fā)展，集成度高、功能強(qiáng)大的大規(guī)模集成電路的不斷出現(xiàn)，使電子設(shè)備的體積在不斷的縮小，重量在不斷的減輕，與之相比，電源要笨重的多。在現(xiàn)代電子產(chǎn)品中，電源體積要比微處理器大幾十倍，如何減小開關(guān)電源的體積 ，面臨著新的挑戰(zhàn)，提高頻率也是開關(guān)電源要面臨的問題。理論分析和實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)表明，電器產(chǎn)品的體積、重量隨供電頻率的平方

14、根成反比的減少，所以當(dāng)把頻率從50HZ提高到20KHZ，提高400倍，用電設(shè)備的體積、重量大體上降至高頻設(shè)計(jì)的5%-50%。但是，頻率提高以后，對(duì)整個(gè)電路中的元器件又將有新的要求，因此高頻工作下的有關(guān)電路元器件也有待于進(jìn)一步的研究。</p><p>　　國(guó)外開發(fā)電源管理芯片的廠商很多 ，主要有IRMAXIM，ST ，TI 等,他們的產(chǎn)品都已經(jīng)非常成熟,能夠提供高質(zhì)量、全系列的電源管理芯片,包括升壓、降壓、升降壓,

15、固定、可調(diào)輸出，不同負(fù)載能力的芯片。目前，手機(jī)、數(shù)碼相機(jī)、MP3 播放器、以及個(gè)人電腦等便攜式設(shè)備的需求量的逐年增大，帶動(dòng)適合于電池供電電源管理芯片的發(fā)展。凌特，TI，INTERSIL等公司根據(jù)市場(chǎng)需求，開發(fā)出了大量適合于便攜式設(shè)備的電源管理芯片，如凌特公司的同步降壓型穩(wěn)壓LTC412A，工作頻率高達(dá)4MHZ，效率高達(dá)95%，在輸出電壓低至0.8V時(shí)，輸出電流高達(dá)3A 。</p><p>　　我國(guó)對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓電源的

16、研制工作開始于60年代初期，70年代起，我國(guó)在黑白電視機(jī) 、中小型計(jì)算機(jī)中開始應(yīng)用5V，20-200A，20KHZ，AC/DC開關(guān)電源。80年代進(jìn)入大規(guī)模生產(chǎn)和廣泛應(yīng)用階段，并開發(fā)研究 0.5-5MHZ準(zhǔn)諧振型軟開關(guān)電源。80年代末，我國(guó)通信電源大規(guī)模更新?lián)Q代，傳統(tǒng)的鐵磁穩(wěn)壓整流電源和晶閘管相控穩(wěn)壓電源為大功率AC/DC開關(guān)電源所取代，并開始在辦公室自動(dòng)化設(shè)備中得到應(yīng)用。90年代我國(guó)又研制開發(fā)了一批新型專用開關(guān)電源，如衛(wèi)星上用的開關(guān)電源

17、、遠(yuǎn)程火箭控制系統(tǒng)用的DC/DC開關(guān)電源等。</p><p>　　在國(guó)內(nèi)，由于信息、家電領(lǐng)域，特別是電信領(lǐng)域的迅猛發(fā)展，推動(dòng)了電源市場(chǎng)的發(fā)展。我國(guó)在上述領(lǐng)域普遍采用了開關(guān)電源。其中，通信 DC/DC電源是增長(zhǎng)速度最快的一部分。預(yù)計(jì)中國(guó)開關(guān)電源市場(chǎng)總額在７０億元人民幣以上，模塊電源所占的比例將會(huì)越來越大。國(guó)內(nèi)開關(guān)電源自主研發(fā)及生產(chǎn)廠家有300多家，形成規(guī)模的有十多家。具有代表性的有上海嶺芯微以便攜式和大功率DC/D

18、C的LDO、升壓、降壓、充電、電荷泵、模擬開關(guān)、LED背光等國(guó)產(chǎn)開關(guān)電源為主。國(guó)產(chǎn)電源芯片已占據(jù)了相當(dāng)市場(chǎng)，并有少量開始出口。然而，同國(guó)產(chǎn)手機(jī)、DVD機(jī)產(chǎn)業(yè)一樣，其紅紅火火的表象難掩其缺乏核心芯片技術(shù)的尷尬 。</p><p>　　1.3開關(guān)電源未來發(fā)展趨勢(shì)</p><p>　　隨著技術(shù)的進(jìn)步，DC/DC開關(guān)電源朝著高可靠、高穩(wěn)定、低噪聲、抗干擾和實(shí)現(xiàn)模塊化方向發(fā)展：</p>

19、<p>　　（1）專用化：對(duì)通信電源等大功率系統(tǒng)，采用集成的開關(guān)控制器和新型的高速功率開關(guān)器件，改善二次整流管的損耗、變壓器、電容器小型化，達(dá)到最佳的效率。對(duì)于小型便攜式電子設(shè)備，則主要是單片集成開關(guān)電源的形式，采用新型的控制方式和電路結(jié)構(gòu)來減小器件體積 、減小待機(jī)功耗，提供低輸出電壓、高輸出電流，以適應(yīng)微處理器和便攜式電子設(shè)備等產(chǎn)品電源系統(tǒng)的供電要求。</p><p>　?。?）高頻率 ：隨著開關(guān)頻

20、率的不斷提高，開關(guān)變換器的體積也隨之減少，功率密度也得到大幅提升，動(dòng)態(tài)響應(yīng)得到改善。小功率DC/DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率將上升到MHZ。但隨著開關(guān)頻率的提高，開關(guān)元件和無源元件損耗的增加、高頻寄生參數(shù)以及高頻電磁干擾（EMI）等新的問題也將隨之產(chǎn)生，因此實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通（ZVS）、 零電流關(guān)斷（ZCS）的軟開關(guān)技術(shù)將成為開關(guān)電源產(chǎn)品未來的主流。</p><p>　?。?）高可靠：開關(guān)電源比線性電源使用的元器件多數(shù)十倍，

21、因此降低了可靠性。從壽命角度出發(fā)，電解電容、光耦合器、開關(guān)管及高頻變壓器等決定電源的壽 命。追求壽命的延長(zhǎng)要從設(shè)計(jì)方面著手，而不是依賴使用方。美國(guó)德州儀器、安森美、美信等公司通過降低結(jié)溫、減少器件的電應(yīng)力、降低運(yùn)行電流等措施使其DC/DC開關(guān)電源最新的系列產(chǎn)品的可靠性大大提高，產(chǎn)品平均無故障工作時(shí)間高達(dá)10萬小時(shí)以上。</p><p>　　（4）低噪聲：與線性電源相比，開關(guān)電源的一個(gè)缺點(diǎn)是噪聲大，單純追求高頻化，

22、噪聲也隨之增大。采用部分諧振轉(zhuǎn)換回路技術(shù)，在原理上既可以高頻化，又可以降低噪聲。但諧振轉(zhuǎn)換技術(shù)也有其難點(diǎn)，如很難準(zhǔn)確控制開關(guān)頻率、諧振時(shí)增大了器件負(fù)荷、場(chǎng)效應(yīng)管的寄生電容易引起短路損耗 、元件熱應(yīng)力轉(zhuǎn)向開關(guān)管等問難以解決。</p><p>　?。?）抗電磁干擾:當(dāng)開關(guān)電源在高頻下工作時(shí),噪聲通過電源線產(chǎn)生對(duì)其它電子設(shè)備的干擾,世界各國(guó)己有抗電磁干擾的規(guī)范或標(biāo)準(zhǔn),如美國(guó)的FCC,德國(guó)的VDE等,研究開發(fā)抗電磁干擾的

23、開關(guān)電源日益顯得重要。</p><p>　　1.4論文主要研究?jī)?nèi)容</p><p>　　本課題的主要工作是DC/DC開關(guān)電源電路的設(shè)計(jì)，在查閱大量有關(guān)文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)</p><p>　　一種帶有軟開關(guān)結(jié)構(gòu)的Buck變換器開關(guān)電源并通過MATLAB仿真驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性。</p><p>　　本論文的結(jié)構(gòu)安排如下，第一章為緒論，敘述了當(dāng)今開關(guān)

24、電源的研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢(shì)；第二章對(duì)幾種DC/DC開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了介紹，然后通過比較選擇確定了本設(shè)計(jì)采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；第三章闡述了Buck拓?fù)涞墓ぷ髟硪约皡?shù)整定的方法，并具體介紹出電路中各元件的參數(shù)。除此之外，還對(duì)軟開關(guān)環(huán)節(jié)做了深入的分析；第四章詳細(xì)描述了Buck變換器的控制模式，并對(duì)控制電路及其他一些輔助電路進(jìn)行了設(shè)計(jì)；第五章使用MATLAB軟件建立了開關(guān)電源的模型并進(jìn)行了仿真，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性；第六章運(yùn)用Protel軟件繪制

25、了開關(guān)電源的板圖。</p><p>　　2 直流斬波電路的選型</p><p>　　2.1 常用直流斬波電路拓?fù)溲芯?lt;/p><p>　　直流斬波電路（DC Chopper）是指將一種直流電變?yōu)榱硪还潭妷夯蚩烧{(diào)電壓的直流電，也稱為直流--直流變換器（DC/DC Converter）。一般指直接將直流電變?yōu)榱硪恢绷麟?，不包括直流—交流—直流?lt;/p>

26、<p>　　開關(guān)電源常用的基本拓?fù)浼s有14種，其中基礎(chǔ)的拓?fù)浒ǎ築uck、Boost、Buck-Boost。其余的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可由這三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變化得到。每種拓?fù)涠加衅渥陨淼奶攸c(diǎn)和使用場(chǎng)合。其中有些適合小功率輸出(<200W),有些適合大功率輸出;有些適用于高壓直流輸入（>120V AC）,有些適合于小于120V AC或者更低輸入的場(chǎng)合；有些在高壓直流輸出（>220V）或者多組輸出(4-5組)場(chǎng)合較大的優(yōu)勢(shì)；有

27、些在相同輸出功率下使用器件較少或是在器件數(shù)與可靠性之間有較好的折中。較小的輸入／輸出紋波和噪聲也是選擇拓?fù)浣?jīng)常考慮的因素之一。</p><p>　　一些拓?fù)涓m用于DC/DC變換器。選擇時(shí)還要看是大功率還是小功率，高壓輸出還是低壓輸出，以及是否要求器件盡量少等。另外，有些拓?fù)渥陨碛腥毕?，需要附加?fù)雜且難以定量分析的電路才能工作。</p><p>　　因此，要適當(dāng)選擇拓?fù)?，熟悉各種不同拓?fù)涞?/p>

28、優(yōu)缺點(diǎn)以及適用范圍是非常重要的。錯(cuò)誤的選擇會(huì)使電源設(shè)計(jì)一開始就注定失敗。</p><p>　　本次畢業(yè)設(shè)計(jì)要求設(shè)計(jì)一個(gè)5KW降壓型非隔離DC/DC變換器，根據(jù)閱讀的大量資料，提出以下兩種設(shè)計(jì)方案。</p><p>　　2.2 Buck拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析</p><p>　　一種方案為采用最基本的Buck降壓斬波電路。Buck降壓斬波電路原理圖如2-1所示：</

29、p><p>　　圖2-1 Buck型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)</p><p>　　工作原理：當(dāng)開關(guān)打向1時(shí)，電源向負(fù)載供電，負(fù)載電壓等于電源電壓。當(dāng)開關(guān)打向2時(shí)，電源與負(fù)載斷開，負(fù)載電壓為0。在實(shí)際中，常用電力電子器件來代替開關(guān)，如采用IGBT、MOSFET等，并使用續(xù)流二極管。這些器件長(zhǎng)工作于開關(guān)狀態(tài)，在一個(gè)周期內(nèi)開關(guān)管高頻率地通斷，使得電源電壓斷續(xù)地加在負(fù)載上，設(shè)在一個(gè)周期內(nèi)開關(guān)管開通的時(shí)間為，則輸出電壓

30、的直流平均值為</p><p><b>　　（2-1）</b></p><p>　　其中，為直流電源的電壓，為輸出電壓的直流平均值。</p><p>　　通過改變開關(guān)管在一個(gè)周期內(nèi)的相對(duì)導(dǎo)通時(shí)間來改變負(fù)載承受的電壓。一般可通過三種方式來控制輸出電壓：</p><p>　?。?）脈沖寬度調(diào)制方式PWM</p>

31、<p>　　保持不變（開關(guān)頻率不變），改變輸出電壓</p><p>　　（2）脈沖頻率調(diào)制方式PFM</p><p>　　保持不變，改變開關(guān)頻率或周期調(diào)控輸出電壓</p><p><b>　?。?）混合調(diào)制方式</b></p><p>　　和都可調(diào)，同時(shí)改變兩者來控制輸出。</p><p&

32、gt;　　2.3 橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析</p><p>　　另有一種方案是采用橋式可逆斬波電路。對(duì)相同結(jié)構(gòu)的基本斬波電路進(jìn)行組合，可構(gòu)成多重多相斬波電路，使斬波電路的整體性能得到提高。橋式可逆斬波電路是將兩個(gè)電流可逆斬波電路組合起來，常用于向直流電機(jī)提供電壓，可使直流電機(jī)實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。其電路原理圖2-2如下：</p><p>　　圖2-2 橋式可逆斬波電路原理圖</p>

33、<p>　　該電路通過控制4個(gè)開關(guān)管在不同時(shí)刻通斷來改變基本電路拓?fù)?，?shí)現(xiàn)不同的功能。</p><p>　　使V4保持通時(shí)，等效為下圖2-3所示的電流可逆斬波電路，提供正電壓，可使電動(dòng)機(jī)工作于第1、2象限。</p><p>　　圖2-3 電流可逆斬波電路</p><p>　　使V2保持通時(shí)，V3、VD3和V4、VD4等效為又一組電流可逆斬波電路，向電動(dòng)機(jī)提

34、供負(fù)電壓，可使電動(dòng)機(jī)工作于第3、4象限 。</p><p>　　2.4 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選型</p><p>　　提出的兩個(gè)電路拓?fù)渚鶠榻祲盒虳C/DC變換器，且電路拓?fù)渲袥]有使用變壓器等電路隔離設(shè)備，都滿足設(shè)計(jì)要求。通過比較兩種電路拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)發(fā)現(xiàn)，Buck變換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電力電子器件較少，由此帶來成本低、開關(guān)損耗小等好處，但是其只能提供和電源電壓同向的電壓，這樣一來對(duì)要求正反轉(zhuǎn)的負(fù)載

35、完全不適用。相比之下，橋式斬波電路可分別向電動(dòng)機(jī)提供正向和反向電壓，使電動(dòng)機(jī)四象限運(yùn)行，但它的缺點(diǎn)在于動(dòng)用開關(guān)管數(shù)量多且損耗大，并且給在電路控制方面要考慮諸如環(huán)流、死區(qū)時(shí)間等因素，給控制電路的設(shè)計(jì)帶來一定難題。</p><p>　　綜合比較這兩種電路，并結(jié)合設(shè)計(jì)要求，最終決定選用Buck拓?fù)洹Ｆ湓蛟谟谝笤O(shè)計(jì)的DC/DC變換器并非用于帶動(dòng)電動(dòng)機(jī)等需要正反轉(zhuǎn)的負(fù)載，因此，考慮到成本及易實(shí)現(xiàn)性，決定采用Buck電路

36、拓?fù)?。在采用合適的控制措施后，可使變換器的輸出精度達(dá)到設(shè)計(jì)要求。</p><p>　　3 Buck拓?fù)渲麟娐穮?shù)設(shè)計(jì)</p><p>　　3.1 Buck變換器工作原理</p><p>　　按照選定的方案，電路的拓?fù)錄Q定采用Buck Chopper。Buck電路為斬波電路中一種最基本的拓?fù)湫问?，?yīng)用最為廣泛，其具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制容易且易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。</p&g

37、t;<p>　　Buck變換器有三種基本工作方式：一種是電感電流處于連續(xù)的工作模式；一種是電感電流處于斷續(xù)的工作模式 ；還有一種是電感電流處于臨界連續(xù)模式，即在開關(guān)管VT1導(dǎo)通期間電感L1儲(chǔ)能，在開關(guān)管截止期間終止時(shí)電感電流剛好經(jīng)續(xù)流二極管VD1、負(fù)載R釋放完，也就是說在開關(guān)管截止期間終止時(shí)電感電流剛好降至零 。</p><p>　　Buck電路這三種開關(guān)模式工作的等效電路如圖3-1所示：</

38、p><p>　　圖3-1 Buck三種模式狀態(tài)下的等效電路</p><p>　　a）VT1導(dǎo)通；b）VT1關(guān)斷；c）VT1關(guān)斷后電感電流為0；</p><p>　　首先討論在電感電流連續(xù)條件下，Buck變換器的工作原理和各變量關(guān)系式。Buck變換器在電感電流連續(xù)時(shí)的等效電路如圖3-1（a）、（b）所示，在這里假設(shè)開關(guān)管VT1、二極管VD1為理想器件，其開通時(shí)間、關(guān)斷時(shí)間

39、及通態(tài)壓降均為零。電感、電容均為無損能元件。在開關(guān)周期T內(nèi)，輸入電壓保持不變，輸出電壓除了很小的脈動(dòng)紋波外，基本維持恒定。</p><p>　　設(shè)VT1的開通時(shí)間為，關(guān)斷時(shí)間為，占空比</p><p>　　， （3-1） </p><p><b&g

40、t;　　其中，為開關(guān)周期。</b></p><p>　　在電感電流連續(xù)狀態(tài)下，相關(guān)回路上的電壓和電流波形如圖3-2（a）所示。在時(shí)刻，VT1加上正脈沖而導(dǎo)通，電感L1上所加的電壓（為直流電源電壓，為輸出電壓），由于為常數(shù)，且，此時(shí)，電感L1中的電流線性增長(zhǎng)，其電流變化量為：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p&

41、gt;　　當(dāng)時(shí)，電感電流達(dá)到最大值，其變化量為： </p><p>　?。?-3） </p><p>　　圖3-2 Buck變換器主要波形圖</p><p>　　a）電感電流連續(xù)；b）電感電流斷續(xù)</p><p>　　當(dāng)時(shí)刻，VT1因基級(jí)脈沖驅(qū)動(dòng)變負(fù)而斷開，由電感的特性可知，電感電流不能突變?yōu)榱?，因此，電流而?jīng)二極管VD1、

42、濾波電容C1和負(fù)載R繼續(xù)流通，此時(shí)加在電感量端的電壓為，電感電流線性下降，其變化量為：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　當(dāng)時(shí)，電感電流達(dá)到最小值，因此在VT1截止期間，電感L1中電流變化量為：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　在

43、電感電流連續(xù)的情況下，電感電流波形是一個(gè)三角波，一個(gè)周期內(nèi)從最大電感電流至最小電感電流之間變化．穩(wěn)態(tài)時(shí)開關(guān)管VT1導(dǎo)通與截止期間的電感電流變化量相等，由上面式（2-3）及（2-5）可知，Buck變換器的輸出電壓表達(dá)式為</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　假定變換器的損耗為0，即功率傳輸效率為100%，根據(jù)能量守恒原理，輸入功率等于輸出

44、功率，可求得輸入電流平均值與輸出電流平均值之間的相關(guān)表達(dá)式為：</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　在電感電流連續(xù)情況下，電感電流的最大值和最小值由圖3-2（a）可知：</p><p><b>　　電感電流最大值：</b></p><p><b>　?。?-

45、8）</b></p><p><b>　　電感電流最小值：</b></p><p><b>　　（3-9）</b></p><p>　　開關(guān)管VT1與續(xù)流二極管VD1的最大電流和等于電感電流的最大值，其最小值和等于電感的最小電流，因此，可求得開關(guān)VT1，續(xù)流二極管VD1的電流平均值和為：</p>

46、<p><b>　?。?-10）</b></p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　因?yàn)殚_關(guān)管的最大電流和二極管的最大電流均等于電感電流的最大值，即：</p><p><b>　　（3-12）</b></p><p>　　可計(jì)算出MOSFE

47、T VT1和二極管VD1最大電流與平均電流之比分別為：</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p><b>　?。?-14）</b></p><p>　　從上式（3-13）和（3-14）可以看出，當(dāng)占空比D減小時(shí)，開關(guān)管最大電流與平均電流的比值增大，而續(xù)流二極管最大電流與平均電流的比值減小。<

48、/p><p>　　當(dāng)輸出電壓保持不變時(shí)，占空比的工作范圍與輸入電壓的變化范圍有關(guān)，假設(shè)MOSFET的飽和壓降，則占空比D的范圍為</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p>　　變換器輸出濾波電容一直處于周期性充電、放電狀態(tài)。一個(gè)周期內(nèi)的平均電流為零。在一個(gè)周期內(nèi)，電容器的充電電荷等于充電電流的時(shí)間積分值，其值為：</p

49、><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　則輸出電壓的脈動(dòng)值為</p><p><b>　　（3-17）</b></p><p>　　由式(3-17)可知增加濾波電感和開關(guān)頻率以及濾波電容，可以降低輸出電壓紋波。然而，由于濾波電容實(shí)際上存在等效串聯(lián)電阻ESR和等效電感ESL，有時(shí)增

50、加濾波電容器的容量，輸出紋波降低不如增加濾波電感更為有效。在使用中應(yīng)采用等效阻抗低的電容器做輸出濾波。在考慮電容器等效串聯(lián)阻抗的情況下，輸出電壓紋波的峰-峰值為：</p><p><b>　　（3-18）</b></p><p>　　同時(shí)，該式也給出了由給定電壓紋波計(jì)算濾波電感的依據(jù)。</p><p>　　在計(jì)算出濾波電感后，再根據(jù)式（2-17

51、）計(jì)算出濾波電容。</p><p>　　理想情況下，開關(guān)管VT1和二極管VD1截止時(shí)的額定電壓均等于輸入電壓，即：</p><p><b>　?。?-19）</b></p><p>　　電感電流斷續(xù)是指在開關(guān)管在截止時(shí)間終止前電感電流就下降至零，并直到下一周期開始一直保持為零，如圖3-2（b）所示，在電感電流斷續(xù)的情況下，電壓和電流的波形將發(fā)生

52、較大變化。此時(shí)負(fù)載電流因電感儲(chǔ)能所提供的電流終止而轉(zhuǎn)為依靠輸出濾波電容所儲(chǔ)能量的放電電流提供。這時(shí)輸出電壓的表達(dá)式便不在式（3-6）的，因此，在實(shí)際運(yùn)用中，一般希望電路保持在電感電流連續(xù)的狀態(tài)下，這樣也便于計(jì)算電路中各元件的參數(shù)值。</p><p>　　在電感電流臨界連續(xù)的條件下，其波形如圖3-3所示：</p><p>　　圖3-3 電感電流臨界連續(xù)</p><p>

53、;　　在該條件下，Buck變換器開關(guān)管VT1關(guān)斷期間的終止點(diǎn)，即下一個(gè)周期開始的時(shí)刻點(diǎn)，電感電流剛好降為0。</p><p>　　電感電流出現(xiàn)不臨界連續(xù)點(diǎn)的條件，可以用如下方法求取，圖3-2及式（3-9）中可看出，電感電流最小值為</p><p><b>　　（同式（3-9））</b></p><p>　　而在圖2-3中，此時(shí)的=0，則臨界點(diǎn)的

54、輸出電流表達(dá)式為</p><p><b>　?。?-20）</b></p><p>　　此時(shí)的負(fù)載電流為電感電流臨界連續(xù)負(fù)載電流，用表示，欲使>0，必須要求滿足以下條件：</p><p><b>　　（3-21）</b></p><p>　　式（3-21）就是保證Buck變換器工作在電感電流連

55、續(xù)狀態(tài)的必要條件。負(fù)載電流小于該值時(shí)，電感電流將現(xiàn)不連續(xù)現(xiàn)象。同時(shí)，臨界電流相應(yīng)的Buck變換器的臨界電感為：</p><p><b>　　（3-22）</b></p><p>　　在電感電流連續(xù)模式下工作，負(fù)載電流下限受臨界電流所制約。通常在設(shè)計(jì)Buck變換器時(shí)，重載時(shí)工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)；輕載時(shí)工作在電感電流斷續(xù)狀態(tài)。輕載時(shí)為避免輸出電壓上升，驅(qū)動(dòng)脈沖寬度應(yīng)通過

56、反饋控制，使其變得足夠窄。如輸出脈沖不能相應(yīng)變得很窄，實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)會(huì)出現(xiàn)震蕩或分頻現(xiàn)象。在臨界處輸出電壓有一個(gè)微小的抖動(dòng)使穩(wěn)定性變差。為了負(fù)載電流可朝最小方向擴(kuò)大調(diào)節(jié)范圍，可以增加濾波電感量或開關(guān)頻率，降低臨界電流。</p><p>　　輸出濾波電感的設(shè)計(jì)除考慮臨界電流外，還必須考慮變換器輸出電流紋波的要求。通常輸出紋波電流的峰峰值在最大負(fù)載電流時(shí)，此時(shí)要求的輸出濾波電感可按下式計(jì)算：</p><

57、p><b>　?。?-23）</b></p><p>　　3.2 元件具體參數(shù)設(shè)計(jì)</p><p>　　本次畢業(yè)設(shè)計(jì)要求設(shè)計(jì)一個(gè)非隔離型5KW降壓型DC/DC變換器。其參數(shù)為：輸入50-100V，輸出48V，輸出電壓與電流紋波均不超過10%。</p><p>　　首先計(jì)算主電路中濾波電感與濾波電容的參數(shù)。在此之前，有必要先選定開關(guān)管的開關(guān)

58、頻率。MOSFET采用PWM方式控制，采用較高的頻率可以減小濾波電感和電容的體積，但同時(shí)過高的頻率會(huì)需要更大的散熱器來限制其溫升。所以，需要綜合考慮各方面的因素。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，一般Buck變換器的頻率在20-50KHZ范圍內(nèi)。在此，我們選定20KHZ作為設(shè)計(jì)的電路的工作頻率。</p><p>　　根據(jù)式（2-23）來計(jì)算輸出濾波電感值。輸入選最大為，輸出。由設(shè)計(jì)參數(shù)可知，電路占空比在0.48-0.96之間，在這里選最

59、大占空比0.96進(jìn)行計(jì)算，可得最大。變換器輸出功率為5KW，輸出電壓為48V，可計(jì)算出其輸出額定電流為104A，再考慮10%的電流紋波，可粗略計(jì)算出。代入式（2-23）可得</p><p><b>　?。?-24）</b></p><p>　　可見，濾波電感的最小計(jì)算值為72.3uH，在實(shí)際應(yīng)用中，考慮一定裕量及電感規(guī)格，選擇100uH的濾波電感。</p>

60、<p>　　計(jì)算出濾波電感后，根據(jù)式（2-17）計(jì)算濾波電容的值?？傻?（3-25）</p><p>　　濾波電容最小計(jì)算值為251uF，在實(shí)際中，選擇規(guī)格為300uF的濾波電感。</p><p>　　在推導(dǎo)式（2-12）的過程中，我們得到開關(guān)管VT1與續(xù)流二極管VD1的最大電流</p><p>　　和

61、等于電感電流的最大值。 </p><p>　　由式（2-12）計(jì)算得到：</p><p><b>　?。?-26）</b></p><p>　　因此，應(yīng)選擇可通過電流至少為150A的二極管，并考慮到開關(guān)頻率較高，故應(yīng)使用快恢復(fù)二極管。</p><p>　　MOSFET也應(yīng)選擇可通過電流在150A以上的規(guī)格

62、?？紤]到驅(qū)動(dòng)方面的問題，應(yīng)選用N溝道功率MOSFET。</p><p>　　3.3軟開關(guān)環(huán)節(jié)設(shè)計(jì)</p><p>　　3.3.1軟開關(guān)概念及工作原理</p><p>　　電力電子器件的發(fā)展趨勢(shì)是小型化和輕量化,為了減小裝置的體積和重量提高開關(guān)頻率是最可行的方法。但是開關(guān)過程中產(chǎn)生的開關(guān)損耗與頻率成正比,在頻率提高的同時(shí),開關(guān)損耗急劇增加,不但降低了電路效率,產(chǎn)生較強(qiáng)

63、的電磁干擾而且嚴(yán)重的發(fā)熱使開關(guān)器件的壽命縮短。所以如何減少開關(guān)損耗,是目前電力電子器件研究的熱點(diǎn)之一。零電流關(guān)斷就是改變電路結(jié)構(gòu)和控制策略,使開關(guān)器件被施加驅(qū)動(dòng)信號(hào),使電力電子器件在關(guān)斷器件通過的電流為零,從而減少開關(guān)損耗,使開關(guān)器件的開關(guān)頻率大幅度提高。</p><p>　　電力電子器件在關(guān)斷前,減小或消除加在其上的電流,從而減少電力電子器件在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的功耗,即零電流關(guān)斷ZCS(Zero-Current Sw

64、itching)。DC/DC功率變換器目前所采用的方法有:直流升壓斬波電路、直流升降壓斬波電路、諧振變換器、準(zhǔn)諧振變換器和多諧振變換器、零電壓開關(guān)PWM變換器、零電流開關(guān)PWM變換器、零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器和零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器。</p><p>　　諧振變換器實(shí)際上是負(fù)載R與LC電路組成的負(fù)載諧振型變換器,按照諧振電路的諧振方式,分為串聯(lián)諧振變換器(Series Resonant Converters)和并聯(lián)

65、諧振變換器(Parallel Resonant Converters)兩類。在諧振變換器中,諧振元件一直諧振工作,參與能量變換的全過程,這種變換器的工作狀態(tài)與負(fù)載的關(guān)系很大,對(duì)負(fù)載的變化很敏感,一般采用脈沖調(diào)制PFM調(diào)控輸出電壓和輸出功率。</p><p>　　準(zhǔn)諧振變換器和多諧振變換器的特點(diǎn)是諧振元件參與能量變換的某個(gè)過程,不是全程參與。準(zhǔn)諧振變換器分為零電流開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器和零電壓開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器。由于運(yùn)行中

66、變換器工作在諧振模式的時(shí)間只占一個(gè)開關(guān)周期中的一部分,而其余時(shí)間都運(yùn)行在非諧振模式下。</p><p>　　零開關(guān)PWM變換器技術(shù)是在PWM技術(shù)和諧振技術(shù)之間取了折中。在準(zhǔn)諧振變換器的基礎(chǔ)上,加入一個(gè)輔助開關(guān)管,來控制諧振元件的諧振過程,實(shí)現(xiàn)恒定頻率控制,即實(shí)現(xiàn)PWM控制。它既可以通過諧振為主功率開關(guān)管創(chuàng)造零電壓或零電流開關(guān)條件,又可使電路象常規(guī)PWM電路一樣,在恒頻下通過改變占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)開關(guān)轉(zhuǎn)化完成

67、后,轉(zhuǎn)換器返回到普通的PWM操作模式,因此,可以減小電路的能量,開關(guān)損耗以最小的導(dǎo)通損失為代價(jià)而得到減少。零開關(guān)PWM變換器可分為零電壓開關(guān)PWM變換器和零電流開關(guān)PWM變換器。</p><p>　　圖3-4 零電流關(guān)斷PWM DC/DC變換器原理圖</p><p>　　圖3-4示出了一個(gè)零電流關(guān)斷PWM DC/DC變換器,它由輸入電源、主開關(guān)管T1,T1的反并聯(lián)二極管D1、續(xù)流二極管Do

68、、輸出濾波電容、輔助開關(guān)管T2、T2的反并聯(lián)二極管D2、負(fù)載電阻R、諧振電感和諧振電容構(gòu)成。在以下分析中假設(shè):所有開關(guān)管、二極管均為理想器件;電感電容均為理想元件;假定足夠大, >>, 足夠大,以至于在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi),輸出電壓,電流不變。具體分析電路工作過程:</p><p>　　在階段,T1建立電流,電感充磁。主開關(guān)T1導(dǎo)通,輔助開關(guān)T2及二極管D1、D2均截止, 處于充磁階段，增大至,減小為零。&

69、lt;/p><p>　　(2)在階段,電路進(jìn)行第一次諧振。主開關(guān)T1,二極管D2導(dǎo)通,輔開關(guān)T2及二極管D1截止,對(duì)電容進(jìn)行充電。</p><p><b>　?。?-27）</b></p><p>　　(3)在階段,電源恒流供電。輔開關(guān)T2,二極管D1及二極管D2截止,電容上電荷保持不變,電源對(duì)負(fù)載供電, 處于恒流階段。</p>&l

70、t;p>　　(4)在階段,電路進(jìn)行第二次諧振。諧振電容放電,直至為零,并且在降至零后關(guān)斷主開關(guān)T1。</p><p><b>　?。?-28）</b></p><p>　　(5)在階段,電容對(duì)T2放電至零,T2實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷,至下一個(gè)周期開始。</p><p>　　根據(jù)電路原理圖分析通過的電流和兩端的電壓的波形變化如圖3-5所示,由波形圖

71、可以看出,開關(guān)器件在關(guān)斷的時(shí)候,通過其的電流為零,也就是其開關(guān)損耗為零。</p><p>　　圖3-5 主要波形圖</p><p>　　在第二次諧振階段, 為負(fù)值,D1導(dǎo)電,可使T1零電流關(guān)斷,如果最大負(fù)載電流為,由這期間的表達(dá)式得到。實(shí)現(xiàn)T1零電流關(guān)斷的條件是<0，,</p><p><b>　?。?-29）</b></p>

72、<p>　　即 < （3-30）</p><p>　　由 （3-31）

73、 </p><p>　　得到 = （3-32）</p><p>　　將(3-29)- (3-32)式相乘可得</p><p><b>　?。?-33）</b></p><p>　　同理可得

74、 （3-34）</p><p>　　3.3.2 軟開關(guān)環(huán)節(jié)參數(shù)整定 </p><p>　　在設(shè)計(jì)中采用了零電流關(guān)斷（ZCS）PWM DC/DC變換器。它是在原主電路上增加了輔助開關(guān)管和諧振電感、電容構(gòu)成的。</p><p>　　計(jì)算諧振電感，由式（3-33）得</p>&

75、lt;p><b>　?。?-35）</b></p><p>　　所以，諧振電感選用3.5uH的電感，其遠(yuǎn)小于濾波電感的值100uH，符合要求。</p><p>　　計(jì)算諧振電容，由式（3-34）得</p><p><b>　?。?-36）</b></p><p>　　所以，諧振電容選用18uF

76、的電容，符合設(shè)計(jì)要求。</p><p>　　輔助開關(guān)管的電壓最大值為2，即選用耐壓在200V以上的MOSFET。</p><p>　　至于兩個(gè)反并聯(lián)的二極管，其參數(shù)選擇可與續(xù)流二極管相同。</p><p>　　4 Buck變換器控制電路設(shè)計(jì)</p><p>　　4.1 Buck變換器控制方式</p><p>　　4.1

77、.1 遲滯控制模式</p><p>　　為了使DC/DC變換器能夠穩(wěn)定的運(yùn)行，需要對(duì)輸出信號(hào)采樣并引入負(fù)反饋。根據(jù)反饋控制量的類型，Buck變換器控制模式分為遲滯控制模式、電壓控制模式和電流控制模式。</p><p>　　遲滯模式是直接根據(jù)輸出電壓和電感電流來控制功率管的導(dǎo)通和關(guān)斷，一個(gè)典型的退滯模式控制如圖4-1所示。圖中的功率級(jí)拓?fù)涫且粋€(gè)Buck型結(jié)構(gòu)，控制部分包括電阻反饋網(wǎng)絡(luò)Rl和R

78、2，兩個(gè)基準(zhǔn)電壓和，兩個(gè)比較囂，一個(gè)電流檢測(cè)電路和一個(gè)RS觸發(fā)器。</p><p>　　圖4-1 遲滯模式控制原理圖</p><p>　　圖4-1中，功率管的導(dǎo)通由比較器CMP1決定，截止由比較器CMP2決 定 。電阻反饋網(wǎng)絡(luò)R1和R2對(duì)輸出電壓進(jìn)行分壓，得到反饋電壓，當(dāng)＜時(shí) ，比較器CMP1輸</p><p>　　出高電平，使觸發(fā)器置位，功率管導(dǎo)通，此時(shí)電感電流線

79、性增加，當(dāng)電流檢測(cè)電路的輸出 電壓大于基準(zhǔn)電壓時(shí)，比較器CMP2輸出高電平，使觸發(fā)器復(fù)位，功率管截止，如此往 復(fù)，重復(fù)下一個(gè)開關(guān)周期 。</p><p>　　在一些應(yīng)用場(chǎng)合中，例如通信系統(tǒng)中，應(yīng)該避免一定頻帶內(nèi)的噪聲。而遲滯模式控制的DC/DC變換器的開關(guān)頻率是隨負(fù)載的變化而變化的，輸出電壓的頻率也隨負(fù)載而變化， 同樣，輸出電壓的噪聲頻率也在變化。對(duì)于這樣的結(jié)構(gòu)，要避免某一限定的頻帶變得非常 困難。因此，許多應(yīng)用

80、系統(tǒng)都采用開關(guān)頻率固定的控制方式，此類控制方式稱為脈沖寬度 調(diào)制 （PWM:Pluse Width Modulation），其開關(guān)頻率保持不變，而改變占空比。遲滯模式 控制也可稱為脈沖頻率調(diào)制（PFM：Pluse Frequency Modulation）。</p><p>　　PFM模式一般應(yīng)用于輕載情況，因?yàn)樗軌蛴行Э刂泼}沖頻率，在負(fù)載電流較小時(shí)，開關(guān)頻率可以減小，降低開關(guān)損耗，提高效率 。通常在一個(gè)DC/

81、DC控制系統(tǒng)中，存在多個(gè)控制模式，PWM和PFM可以結(jié)合起來，重載時(shí)采用PWM控 制，輕載時(shí)采用PFM控制，能 夠有效提高芯片的轉(zhuǎn)換效率。</p><p>　　4.1.2 電壓控制模式</p><p>　　電壓模式控制的電路結(jié)構(gòu)如圖4-2所示，只有一個(gè)反饋環(huán)路，只對(duì)輸出電壓采樣，經(jīng)過電阻反饋網(wǎng)絡(luò)得到反饋電壓，與基準(zhǔn)電壓比較，經(jīng)由誤差放大器得到誤差信號(hào)，再與振蕩器輸出的鋸齒波比較，輸出脈沖控

82、制信號(hào)，控制功率管和續(xù)流管的導(dǎo)通和關(guān)斷。</p><p>　　電壓模式控制的優(yōu)點(diǎn)是抗噪聲干擾能力強(qiáng)，反饋環(huán)路簡(jiǎn)單。缺點(diǎn)是對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，輸出LC濾波器給系統(tǒng)增加了雙極點(diǎn)，在設(shè)計(jì)誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，需要將主極點(diǎn)降低，或增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。此外，環(huán)路增益隨輸入電壓變化，使補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)更為困難。</p><p>　　圖4-2 電壓控制模式原理圖</p><

83、;p>　　當(dāng)負(fù)載消耗能量增大時(shí)，脈沖寬度增大，而輸出能量減小時(shí)，輸出脈沖寬度減小，從而維持輸出電壓恒定。這種電壓控制反饋環(huán)開關(guān)電源只有一個(gè)反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。</p><p>　　電壓控制型開關(guān)電源是一個(gè)二階系統(tǒng)，它有兩個(gè)狀態(tài)變量，輸出濾波電容上的電壓和輸出濾波電感中的電流，二階系統(tǒng)是一個(gè)有條件穩(wěn)定系統(tǒng)，只有對(duì)控制回路進(jìn)行精心設(shè)計(jì)。在滿足一定條件下，閉環(huán)系統(tǒng)才能穩(wěn)定工作。</p>&

84、lt;p>　　4.1.3 峰值電流控制模式</p><p>　　電流控制的電路結(jié)構(gòu)如圖4-3所示，采用兩個(gè)反饋環(huán)路來控制功率管和續(xù)流管的導(dǎo)通和關(guān)斷，其在電壓模式控制的基礎(chǔ)上增加了電流反饋環(huán)路，在圖中以粗實(shí)線和陰影部分表示。電流檢測(cè)電路檢測(cè)電感電流的大小，井與輸出電壓共同決定功率管的導(dǎo)通時(shí)間。反饋電壓與基準(zhǔn)電壓比較，經(jīng)由誤差放大器得到誤差信號(hào)，誤差信號(hào)并不直接用于控制功率營(yíng)的導(dǎo)通和關(guān)斷，而是用來限定電感電流峰

85、值的大小。功率管的導(dǎo)通由振蕩器的時(shí)鐘信號(hào)決定，而功率管的關(guān)斷則由誤差信號(hào)和電流環(huán)的反饋信號(hào)決定。電流檢測(cè)電路的輸出與斜坡補(bǔ)償電路的輸出相疊加，得到電流環(huán)反饋信號(hào)，當(dāng)大干誤差信號(hào)時(shí)，PWM比較器翻轉(zhuǎn)，再經(jīng)過邏輯控制電路和驅(qū)動(dòng)電路，控制功率管關(guān)斷，續(xù)流管導(dǎo)通，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來，使功率管導(dǎo)通，續(xù)流管關(guān)斷。</p><p>　　圖4-3 峰值電流控制模式原理圖</p><p>　　4.2幾種

86、控制模式的比較選型</p><p>　　當(dāng)電路在PFM方式下運(yùn)行時(shí)，變換器的開關(guān)頻率隨負(fù)載的變化而變化，這就使得變換器中的輸入濾波器和輸出濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)變得十分困難，同時(shí)控制特性也不像恒頻PWM那樣控制那樣有簡(jiǎn)單的線性關(guān)系。因此，在實(shí)際應(yīng)用中廣泛采用PWM方式 。</p><p>　　電流控制模式與電壓控制模式相比，具有瞬態(tài)響應(yīng)速度快，調(diào)節(jié)性能好等優(yōu)點(diǎn)，其缺點(diǎn)在于當(dāng)占空比大于50%時(shí)系統(tǒng)

87、不穩(wěn)定，會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。</p><p>　　綜合考慮后，并結(jié)合設(shè)計(jì)條件會(huì)發(fā)現(xiàn)，要求設(shè)計(jì)的DC/DC變換器輸出恒定為48V，輸入在50V到100V之間變化，在大部分時(shí)候，開關(guān)管的占空比會(huì)大于50%，在這樣的情況下若采用峰值電流控制模式會(huì)帶來較多難以解決的問題，而采用電壓控制模式則可很好的避開這些缺陷，至于電壓控制模式的其他問題，可以通過精心設(shè)計(jì)反饋環(huán)路參數(shù)來使整個(gè)電路在快

88、速性和穩(wěn)態(tài)精度上達(dá)到較好的平衡。同時(shí)，還要看到電壓控制模式具有反饋回路簡(jiǎn)單且易于設(shè)計(jì)、成本低等優(yōu)點(diǎn)。因此，最終決定使用電壓反饋的方式來設(shè)計(jì)電路的反饋回路。</p><p>　　4.3 Buck變換器反饋環(huán)控制器選型</p><p>　　為了使某個(gè)控制對(duì)象的輸出電壓保持恒定．需要引入一個(gè)負(fù)反饋環(huán)，粗略的講，只要使用一個(gè)高增益的反相放大器，就可以達(dá)到使控制對(duì)象輸出電壓穩(wěn)定的目的。但就一個(gè)實(shí)際系

89、統(tǒng)而言，對(duì)于負(fù)載的突變，輸入電壓的突升或突降，高頻干擾等不同工況，需要系統(tǒng)能夠穩(wěn)、準(zhǔn)、快地做出合適的調(diào)節(jié)，這樣就使問題孌得復(fù)雜了．例如已知電路的時(shí)間常數(shù)較大響應(yīng)速度相對(duì)較慢，如果控制的響應(yīng)速度也較慢，使得整個(gè)系統(tǒng)對(duì)外界變量的響應(yīng)變得很遲緩；相反如果加快控制器的響應(yīng)速度，則又會(huì)使系統(tǒng)出現(xiàn)震蕩．所以，開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)設(shè)計(jì)要同時(shí)解決穩(wěn)、準(zhǔn)、快、抑制干擾等方面相互矛盾的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)要求，這就需要一定的技巧，設(shè)計(jì)出合理的控制器，用控制器來改造對(duì)象的特性

90、。</p><p>　　圖4-4 具有反饋環(huán)的Buck變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　常用的控制器有比例積分(PI)、比例微分<PD)、比例-積分-微分<PID)等三種類型。PD控制器可以提供超前的相位，對(duì)于提高系統(tǒng)的相位裕量、減少調(diào)節(jié)時(shí)間等十分有利，但不利于改善系統(tǒng)的控制精度. PI控制器能夠保證系統(tǒng)的控制精度，但會(huì)引起相位滯后，是“犧牲系統(tǒng)的快速性為代價(jià)提高系統(tǒng)的

91、穩(wěn)定性：</p><p>　　PID控制器兼有二者的優(yōu)點(diǎn)，可以全面提高系統(tǒng)的控制性能，但實(shí)現(xiàn)與調(diào)試要復(fù)雜一些．對(duì)于開關(guān)電源調(diào)節(jié)系統(tǒng)，主要以滿足動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性和穩(wěn)態(tài)精度為主，對(duì)快速性的要求不太嚴(yán)格，所以采用PI調(diào)節(jié)器就可滿足要求</p><p>　　4.4 PWM脈沖生成電路設(shè)計(jì)</p><p>　　選擇了電壓反饋模式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)后，其基本的工作原理將確定芯片級(jí)電路中各個(gè)功

92、能子模塊必須具備的功能。主電路中的MOSFET需要觸發(fā)脈沖，所以要設(shè)計(jì)脈沖形成電路。在這里，選用美國(guó)硅通用半導(dǎo)體公司推出的SG3525芯片。SG3525是用于驅(qū)動(dòng)N溝道功率MOSFET的PWM控制集成電路，其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖4-5所示：</p><p>　　圖4-5 SG3525內(nèi)部</p><p>　　它采用恒頻脈寬調(diào)制控制方案，內(nèi)部包含有精密基準(zhǔn)源、鋸齒波振蕩器、誤差放大器、比較器、分

93、頻器和保護(hù)電路等，調(diào)節(jié)Ur的大小，在A、B兩端可輸出兩個(gè)幅度相等、頻率相等、相位相差、占空比可調(diào)的矩形波（即PWM信號(hào)）。它適用于各種開關(guān)電源、斬波器的控制。芯片的引腳圖4-6示：</p><p>　　圖4-6 SG3525的外部引腳圖</p><p>　　各引腳功能介紹如下：</p><p>　　引腳1（Inv.input）：誤差放大器反向輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，該

94、引腳接反饋信號(hào)。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端與補(bǔ)償信號(hào)輸入端（引腳9）相連，可構(gòu)成跟隨器。 </p><p>　　引腳2（Noninv.input）：誤差放大器同向輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)和開環(huán)系統(tǒng)中，該端接給定信號(hào)。根據(jù)需要，在該端與補(bǔ)償信號(hào)輸入端（引腳9）之間接入不同類型的反饋網(wǎng)絡(luò)，可以構(gòu)成比例、比例積分和積分等類型的調(diào)節(jié)器。 </p><p>　　引腳3（Sync）：振蕩器外接同步信號(hào)輸入端。該端接

95、外部同步脈沖信號(hào)可實(shí)現(xiàn)與外電路同步。 </p><p>　　引腳4（OSC.Output）：振蕩器輸出端。 </p><p>　　引腳5（CT）：振蕩器定時(shí)電容接入端。 </p><p>　　引腳6（RT）：振蕩器定時(shí)電阻接入端。 </p><p>　　引腳7（Discharge）：振蕩器放電端。該端與引腳5之間外接一只放電電阻，構(gòu)成放電回路

96、。 </p><p>　　引腳8(Soft-Start)：軟啟動(dòng)電容接入端。該端通常接一只軟啟動(dòng)電容。 </p><p>　　引腳9(Compensation)：PWM比較器補(bǔ)償信號(hào)輸入端。在該端與引腳2之間接入不同類型的反饋網(wǎng)絡(luò)，可以構(gòu)成比例、比例積分和積分等類型調(diào)節(jié)器。 </p><p>　　引腳10(Shutdown)：外部關(guān)斷信號(hào)輸入端。該端接高電平時(shí)控制器

97、輸出被禁止。該端可與保護(hù)電路相連，以實(shí)現(xiàn)故障保護(hù)。 </p><p>　　引腳11(Output A)：輸出端A。引腳11和引腳14是兩路互補(bǔ)輸出端。 </p><p>　　引腳12(Ground):信號(hào)地。 </p><p>　　引腳13(Vc)：輸出級(jí)偏置電壓接入端。 </p><p>　　引腳14(Output B)：輸出端B。引腳14

98、和引腳11是兩路互補(bǔ)輸出端。</p><p>　　引腳15(Vcc)：偏置電源接入端。</p><p>　　引腳16(Vref)：基準(zhǔn)電源輸出端。該端可輸出一溫度穩(wěn)定性極好的基準(zhǔn)電壓。</p><p>　　SG3525芯片采用先進(jìn)的制造工藝，其產(chǎn)品一推出就受到廣泛好評(píng)。其在工作中具有如下特點(diǎn)：</p><p>　　（1）工作電壓范圍寬：8—3

99、5V；</p><p>　?。?）5.1（1.0%）V微調(diào)基準(zhǔn)電源；</p><p>　?。?）振蕩器工作頻率范圍寬：100Hz—400KHz；</p><p>　?。?）具有振蕩器外部同步功能；</p><p>　?。?）死區(qū)時(shí)間可調(diào)；</p><p>　　（6）內(nèi)置軟啟動(dòng)電路；</p><p&g

100、t;　?。?）具有輸入欠電壓鎖定功能；</p><p>　?。?）具有PWM鎖存功能，禁止多脈沖；</p><p>　?。?）逐個(gè)脈沖關(guān)斷；</p><p>　　（10）雙路輸出（灌電流/拉電流）：mA(峰值)。</p><p>　　SG3525工作原理：SG3525 內(nèi)置了5.1V精密基準(zhǔn)電源，微調(diào)至1.0%，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內(nèi)

101、，無須外接分壓電組。SG3525 還增加了同步功能，可以工作在主從模式，也可以與外部系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)同步，為設(shè)計(jì)提供了極大的靈活性。在CT引腳和Discharge引腳之間加入一個(gè)電阻就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)死區(qū)時(shí)間的調(diào)節(jié)功能。由于SG3525 內(nèi)部集成了軟啟動(dòng)電路，因此只需要一個(gè)外接定時(shí)電容。</p><p>　　SG3525 的軟啟動(dòng)接入端（引腳8）上通常接一個(gè)軟啟動(dòng)電容。上電過程中，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動(dòng)電

102、容接入端相連的PWM比較器反向輸入端處于低電平，PWM比較器輸出高電平。此時(shí)，PWM鎖存器的輸出也為高電平，該高電平通過兩個(gè)或非門加到輸出晶體管上，使之無法導(dǎo)通。只有軟啟動(dòng)電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時(shí)，SG3525 才開始工作。由于實(shí)際中，基準(zhǔn)電壓通常是接在誤差放大器的同相輸入端上，而輸出電壓的采樣電壓則加在誤差放大器的反相輸入端上。當(dāng)輸出電壓因輸入電壓的升高或負(fù)載的變化而升高時(shí)，誤差放大器的輸出將減小，這將導(dǎo)致PWM比較器

103、輸出為正的時(shí)間變長(zhǎng)，PWM鎖存器輸出高電平的時(shí)間也變長(zhǎng)，因此輸出晶體管的導(dǎo)通時(shí)間將最終變短，從而使輸出電壓回落到額定值，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)。反之亦然。 </p><p>　　外接關(guān)斷信號(hào)對(duì)輸出級(jí)和軟啟動(dòng)電路都起作用。當(dāng)Shutdown（引腳10）上的信號(hào)為高電平時(shí)，PWM瑣存器將立即動(dòng)作，禁止SG3525 的輸出，同時(shí)，軟啟動(dòng)電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動(dòng)電容將充分放電，直到關(guān)斷信號(hào)結(jié)束，才重新進(jìn)入軟啟動(dòng)過程。

104、注意，Shutdown引腳不能懸空，應(yīng)通過接地電阻可靠接地，以防止外部干擾信號(hào)耦合而影響SG3525 的正常工作。 </p><p>　　欠電壓鎖定功能同樣作用于輸出級(jí)和軟啟動(dòng)電路。如果輸入電壓過低，在SG3525的輸出被關(guān)斷同時(shí)，軟啟動(dòng)電容將開始放電。 </p><p>　　此外，SG3525 還具有以下功能，即無論因?yàn)槭裁丛蛟斐蒔WM脈沖中止，輸出都將被中止，直到下一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)到來，

105、PWM鎖存器才被復(fù)位。 </p><p>　　PWM波產(chǎn)生電路如下圖所示,該P(yáng)WM波產(chǎn)生電路以SG3525芯片為主,外圍搭配適當(dāng)?shù)碾娮?、電容等組成。由于要求設(shè)計(jì)的電路系統(tǒng)對(duì)PWM波的占空比范圍大概為: 48%-96%。而SG3525單路輸出的占空比最大只能達(dá)到50%,所以這里將芯片的11引腳和14引腳輸出的兩路相位互差的PWM波信號(hào)經(jīng)或非門74LS02、非門74LS00以后輸出PWM波給MOSFET驅(qū)動(dòng)，這樣即可

106、滿足占空比的要求。最后設(shè)計(jì)的PWM產(chǎn)生電路如圖4-7所示：</p><p>　　圖4-7PWM波產(chǎn)生電路</p><p><b>　　4.5振蕩電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　該振蕩電路主要包括RS觸發(fā)器、比較器及功率開關(guān)．工作原理是通過對(duì)電容充放電的控制得到鋸齒波信號(hào)，具件結(jié)構(gòu)如圖4-8所示，是電容兩端的電壓，和分別表示比較器的輸出信號(hào)

107、。</p><p><b>　　圖4-8 振蕩電路</b></p><p>　　電路的具體工作過程是，開始時(shí)電容電壓，則，，因此Q為低電平，此時(shí)PMOS導(dǎo)通，NMOS關(guān)閉，電流對(duì)電容充電，上升；當(dāng)時(shí)，，，則此時(shí)保持原狀態(tài)；當(dāng)時(shí)，，，則Q為高電平，故此時(shí)PMOS關(guān)斷，NMOS導(dǎo)通，電容開始放電，下降；時(shí)，，，則Q為低電平，此時(shí)PMOS再次導(dǎo)通，NMOS關(guān)斷，恒流源再次對(duì)

108、電容充電，從而完成了一次充放電的周期。如此反復(fù)，便在電容段產(chǎn)生鋸齒波形。</p><p><b>　　4.6保護(hù)電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　直流電源中的功率器件MOSFET是系統(tǒng)的主要部件,也是最昂貴的部件。由于它工作在高頻、高壓、大電流的狀態(tài),所以也是最容易損壞的部件。因此MOSFET的保護(hù)工作顯得十分重要。本系統(tǒng)中設(shè)計(jì)了較為完備的保護(hù)電路及保護(hù)程序,保護(hù)

109、電路主要有以下幾個(gè)部分: (1)輸出過壓保護(hù)電路;(2)輸入過壓、欠壓保護(hù)電路;(3)MOSFET短路保護(hù)電路;(4)溫度保護(hù)電路。</p><p>　　5 電路的MATLAB仿真</p><p>　　5.1 MATLAB軟件及Simulink簡(jiǎn)介</p><p>　　MATLAB是由美國(guó)mathworks公司發(fā)布的主要面對(duì)科學(xué)計(jì)算、可視化以及交互式程序設(shè)計(jì)的高科技