畢業(yè)設(shè)計(jì)--pwm芯片電路設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用

1、<p><b>　　畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）</b></p><p>　　PWM芯片電路設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用</p><p><b>　　二O一O年六月</b></p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　論文在開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀基礎(chǔ)上，提出一種峰

2、值電流型PWM控制芯片的設(shè)計(jì)。首先對芯片的工作原理和系統(tǒng)構(gòu)成進(jìn)行了研究和分析，包括開關(guān)電源變換器的整個控制回路?？刂苹芈钒ㄕ`差放大器，基準(zhǔn)電壓源，振蕩器，比較器和保護(hù)電路等，完成了具體電路的設(shè)計(jì)，給出了所有的電路圖。其次對芯片的在開關(guān)電源中的一些外部應(yīng)用電路進(jìn)行舉例和應(yīng)用分析。</p><p>　　關(guān)鍵詞：PWM控制；運(yùn)算放大器；基準(zhǔn)電壓源；振蕩器</p><p><b>　　

3、ABSTRACT</b></p><p>　　Based on the research on modern power supply technology, a peak current mode PWM controller chip were proposed. And its principles and system architecture were studied and analyze

4、d, which includes its main loop and control loop.Finished the system design, the functional blocks included amplifier, reference, oscillator, comparator, fast over current protection, all circuits were given. And the exa

5、mples about this chip used in power supply technology were also given.</p><p>　　Key words: PWM control;Amplifier;Reference;Oscillator</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b&g

6、t;　　摘 要I</b></p><p>　　ABSTRACTII</p><p><b>　　第1章 引言1</b></p><p>　　1.1 背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢1</p><p>　　1.2 PWM控制型開關(guān)電源電路原理2</p><p>　　1.2.1 開關(guān)電源的

7、基本工作原理2</p><p>　　1.2.2 PWM電路的分類3</p><p>　　1.3 本文的主要工作4</p><p>　　第2章 PWM控制芯片電路的原理6</p><p>　　2.1 PWM控制芯片原理6</p><p>　　2.2 PWM控制芯片電路的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)8</p><

8、;p>　　第3章 PWM芯片電路設(shè)計(jì)及工作過程11</p><p>　　3.1 欠壓鎖定11</p><p>　　3.2 基準(zhǔn)電壓源11</p><p>　　3.2.1 帶隙基準(zhǔn)電壓源11</p><p>　　3.2.2 普通可調(diào)直流基準(zhǔn)源TL431的介紹13</p><p>　　3.3 電壓調(diào)節(jié)器1

9、5</p><p>　　3.4 振蕩器16</p><p>　　3.4.1 振蕩器原理16</p><p>　　3.4.2 振蕩器電路17</p><p>　　3.5 電壓誤差放大器19</p><p>　　3.6 電流比較器20</p><p>　　3.6.1 電流比較器20<

10、;/p><p>　　3.6.2 過流保護(hù)21</p><p>　　3.7 系統(tǒng)系統(tǒng)芯片電路及工作過程24</p><p>　　第4章 芯片電路在開關(guān)電源中的應(yīng)用28</p><p>　　4.1 芯片外部應(yīng)用電路28</p><p>　　4.2 芯片在開關(guān)電源保護(hù)電路的中的應(yīng)用29</p><p

11、>　　4.3 芯片電路在單端反激式開關(guān)電源中的應(yīng)用30</p><p>　　第5章 結(jié)束語33</p><p><b>　　致謝34</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)35</b></p><p><b>　　第1章 引言</b></p>

12、<p>　　1.1 背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢</p><p>　　近幾年變頻調(diào)速技術(shù)獲得不斷的進(jìn)步和發(fā)展特別是在家用電器行業(yè)方面的應(yīng)用。低廉、節(jié)能、高效、靜音以及高可靠性的變頻產(chǎn)品成為趨勢，各種新型的PWM控制芯片不斷涌現(xiàn)。數(shù)字化的PWM控制芯片相對模擬PWM控制芯片(如TL494,SG3525,UC3844等)，因其抗干擾、抗溫漂等方面的優(yōu)點(diǎn)成為主流產(chǎn)品。典型PWM調(diào)速控制芯片特點(diǎn)隨著微處理器技術(shù)的發(fā)展，

13、其與PWM技術(shù)相結(jié)合，形成了各類特色的控制方案，主要可分為以下幾類:</p><p>　　(1)采用單一的通用微處理器(單片機(jī))來產(chǎn)生SPWM。該方案只須采用單個芯片，功能強(qiáng)、靈活、易于保密，但所有的PWM信號的產(chǎn)生均需占用CPU大量的工作時間，軟件開發(fā)周期長，通用性差，不利于產(chǎn)品的更新?lián)Q代。</p><p>　　(2)采用專用大規(guī)模集成電路產(chǎn)生SPWM信號。如Mullard公司的HEF4

14、752,無須微處理器配合，屬于純硬件實(shí)現(xiàn)方法，使用簡單，省去編寫軟件的麻煩，開發(fā)周期短，但欠靈活性，難以實(shí)現(xiàn)更多的功能。</p><p>　　(3)采用微處理器和專用大規(guī)模集成電路相結(jié)合的方式，可以兼具靈活、簡單、易于開發(fā)、功能勿、一展的特點(diǎn)，如Siemens公司的SEL4520,Mitel公司的SA4828等，但成本較高。</p><p>　　(4)采用專用調(diào)速控制芯片。此類芯片內(nèi)部集成

15、有PWM發(fā)生器、A/D轉(zhuǎn)換器、EPROM/EEPROM或快速可擦寫存儲器FlashMemory等適用于電動淚L調(diào)速的外圍硬件設(shè)備，大大減少CPU的十預(yù)時間，保證CPU可以實(shí)現(xiàn)更多復(fù)雜的控制功能。這類芯片很多，如東芝公司的八位單片機(jī)TMP88CK49/CM49,Motorola公司的八位單片機(jī)MC68HC708MP16,Intel公司的16位微處理器8XC196MC。特別是高速運(yùn)算能力DSP核的嵌入常見的如TI公司的TM5320F24X系

16、列、AD公司的ADMCF32X系列，使得此類芯片完全可以實(shí)現(xiàn)高性能的控制算法，如磁場定向控制、無速度傳感器矢量控制等。</p><p>　　1.2 PWM控制型開關(guān)電源電路原理</p><p>　　近年來，脈寬調(diào)制（PWM）控制技術(shù)得到較快速發(fā)展，用PWM控制開關(guān)變換器，即PWM開關(guān)電源。PWM控制方式的開關(guān)電源因?yàn)殡娐泛唵危刂品奖愣@得普遍應(yīng)用。相對傳統(tǒng)的線性電源而言，開關(guān)電源具有體

17、積小，成本低，效率高等顯著優(yōu)點(diǎn)。在電源領(lǐng)域內(nèi)開關(guān)電源的應(yīng)用越來越廣泛。</p><p>　　1.2.1 開關(guān)電源的基本工作原理</p><p>　　開關(guān)電源以半導(dǎo)體開關(guān)器件的啟閉為基本原理，即通過控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的世界比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。PWM開關(guān)電源的換能電路將輸入的直流電壓轉(zhuǎn)換成脈沖電壓，再將脈沖電壓經(jīng)LC濾波轉(zhuǎn)換成直流電壓[9]。</p><

18、p>　　開關(guān)穩(wěn)壓電源的電路原理框圖如圖1-1所示。開關(guān)電源包括主電路和控制電路兩部分。虛線框內(nèi)是控制電路部分，是本文所要設(shè)計(jì)的芯片。交流電壓經(jīng)整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電源，該電壓通過功率轉(zhuǎn)換電路進(jìn)入高頻變換器被轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。反饋控制電路為脈沖寬度調(diào)制器（PWM），它主要由取樣器、比較器、振蕩器、脈寬調(diào)制及基準(zhǔn)電壓等電路構(gòu)成。這部分電路目前

19、已集成化，制成了各種開關(guān)電源專用集成電路?？刂齐娐酚脕碚{(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時間比例，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。</p><p>　　開關(guān)電源的功率調(diào)整器件處于開關(guān)工作狀態(tài)。作為開關(guān)而言，導(dǎo)通時，壓降很小，幾乎不消耗能量，關(guān)斷時漏電流很小，也幾乎不消耗能量，所以開關(guān)電源的公路轉(zhuǎn)換效率可達(dá)80%以上。開關(guān)電源的濾波電感的體積和重量也因?yàn)楣ぷ黝l率提高而減小，所需的濾波電容也減小。</p><p&g

20、t;　　1.2.2 PWM電路的分類</p><p>　　PWM控制型的開關(guān)電源可分為兩類型，一種是電壓控制型，它只對輸出電壓采樣，作為反饋信號進(jìn)行閉環(huán)控制。采樣脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，調(diào)節(jié)輸出電壓。從控制的角度看，這是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。另一種是電流控制型，在PWM電壓控制的基礎(chǔ)上，增加一個電流反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高了電源性能。</p><p>　　圖1-2為電壓控制型開

21、關(guān)電源的原理圖。電源輸出電壓V0的采樣值與參考電壓進(jìn)行比較放大，得到誤差信號Ve，它與鋸齒波信號比較后，由脈寬比較器輸出占空比隨輸出電壓變化的PWM波，從而控制輸出電壓保持穩(wěn)定。這就是控制的原理，它是一個單環(huán)控制系統(tǒng)[14]。</p><p>　　圖1-2 電壓控制型開關(guān)電源原理圖</p><p>　　圖1-3為電流型開關(guān)電源的原理圖。它是一個雙環(huán)控制系統(tǒng)，有一個內(nèi)環(huán)，一個外環(huán)—電壓環(huán)。其

22、工作原理是：恒頻時鐘脈沖、置位鎖存器，輸出高電平信號。驅(qū)動開關(guān)管導(dǎo)通。隨著開關(guān)管中的電流脈沖逐步增大，當(dāng)電流在采樣電阻RS上的電壓幅值VS達(dá)到Ve電平時。脈沖比較器翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動信號變低，開關(guān)管關(guān)斷。電路就是這樣逐個的檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖。</p><p>　　圖1-3 電流型脈寬調(diào)制器原理框圖</p><p>　　1.3 本文的主要工作</p><p>　　

23、20多年來，集成開關(guān)電源沿著集成化方向發(fā)展，首先是對開關(guān)電源的核心單元—控制電路實(shí)現(xiàn)集成化。1977年國外首先研制成脈寬調(diào)制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司、尤尼德公司等相繼推出一批PWM芯片，典型產(chǎn)品有MC3520,SG3524,芯片。90年代以來，國外又研制出開關(guān)頻率達(dá)1MHZ的高速PWM、PFM90（脈沖頻率調(diào)制）芯片，典型產(chǎn)品有UC1825、UC1864。</p><p>　　本文的

24、主要工作是設(shè)計(jì)開關(guān)電源的芯片電路，該集成電路采用PWM工作方式，需要較少的外部元件即能構(gòu)成完整的開關(guān)電源，工作頻率1MHz，并具有過流保護(hù)功能。</p><p>　　第一章介紹開關(guān)電源的背景、現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢，同時介紹了開關(guān)電源的原理，并對本文的章節(jié)進(jìn)行安排。</p><p>　　第二章介紹開關(guān)電源控制電路的原理和基本結(jié)構(gòu)。</p><p>　　第三章介紹控制芯片各個

25、模塊電路原理，所設(shè)計(jì)的具體電路。</p><p>　　第四章介紹控制芯片幾種典型的開關(guān)電源中的應(yīng)用。</p><p>　　第五章總結(jié)該電路的設(shè)計(jì)工作。</p><p>　　第2章 PWM控制芯片電路的原理</p><p>　　2.1 PWM控制芯片原理</p><p>　　電流控制的PWM技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)，19

26、67年由美國BOSE公司提出。該技術(shù)由不同路線方案來實(shí)現(xiàn)，其共同特點(diǎn)是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開關(guān)的占空比，以實(shí)現(xiàn)峰值電流對電壓反饋的跟蹤。</p><p>　　電流型控制分為峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。</p><p><b>　?。?）峰值電流控制</b></p><p>　　峰值電流控制是最常用的電流型控制方式。以

27、Buck變換器為例，峰值電流型控制系統(tǒng)原理如圖2-1。每1個開關(guān)周期開始，由時鐘信號CLK經(jīng)過觸發(fā)器，驅(qū)動開關(guān)VF導(dǎo)通，當(dāng)電流iVF的檢測信號峰值達(dá)到電流給定值Ve時，觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)，開關(guān)VF關(guān)斷。因此只要系統(tǒng)中電流稍有變化，占空比可以較快產(chǎn)生調(diào)節(jié)作用，使輸出電壓V0接近給定Vr。</p><p>　　峰值電流型PWM控制的優(yōu)點(diǎn)是：消除了輸出濾波電感在系統(tǒng)傳遞函數(shù)中產(chǎn)生的極點(diǎn)，使系統(tǒng)傳遞函數(shù)由二階降為一階，解決了系統(tǒng)

28、有條件的環(huán)路穩(wěn)定問題；具有良好的線性調(diào)整率和快速的動態(tài)響應(yīng)；固有的逐個開關(guān)周期的峰值電流限制，簡化了過載保護(hù)和短路保護(hù)；多個電源模塊并聯(lián)式易于實(shí)現(xiàn)均流。缺點(diǎn)是：不能準(zhǔn)確控制電感的平均電流，回路增益對電網(wǎng)電壓變化敏感，開關(guān)噪聲容易造成開關(guān)管誤動作等。</p><p>　　圖2-1 峰值電流控制系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　（2）平均電流型控制</p><p>　　

29、圖2-2以Buck變換器為例，給出平均電流控制的電路框圖，電流給定信號Ve式電壓調(diào)節(jié)器的輸出，圖中未畫出電壓環(huán)。</p><p>　　平均電流型控制方案需要檢測電感電流iL,電流檢測信號與電流給定Ve比較后，經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器生成控制信號VC，VC再與鋸齒波調(diào)制信號比較，產(chǎn)生PWM脈沖。電流調(diào)節(jié)器一般采用PI型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，可以濾除采樣信號中的高頻分量，與峰值電流控制相比，它直接控制電感電流的平均值，抗擾性好。但是檢測電

30、感電流有時比較復(fù)雜，或檢測元件損耗較大。</p><p>　　圖2-2 平均電流控制的電路框圖</p><p>　　（3）滯環(huán)電流型控制</p><p>　　圖2-3以Buck開關(guān)變換器為例，給出滯環(huán)電流型控制的電路框圖，圖中未畫出電壓環(huán)。滯環(huán)電流型控制也是檢測電感電流，與電流給定值Ve比較后，輸入給滯環(huán)比較器或滯環(huán)邏輯元件。</p><p>

31、;　　為實(shí)現(xiàn)滯環(huán)電流型控制，滯環(huán)比較器中設(shè)定上限值Vemax和下限值Vemin。當(dāng)電感電流iL的檢測信號下降到下限Vemin時，比較器輸出高電平，使功率開關(guān)關(guān)斷，電感電流下降。被檢測的電感電流決定了開關(guān)關(guān)斷、開通時間。滯環(huán)控制方式下，變換器是變頻工作的，其開關(guān)頻率一般隨輸入電壓、輸出電壓和負(fù)載的變化而變化，因此輸入、輸出濾波器的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。</p><p>　　圖2-3 滯環(huán)電流型控制的電路框圖</p&g

32、t;<p>　　2.2 PWM控制芯片電路的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)</p><p><b>　　芯片的主要特點(diǎn)是：</b></p><p><b>　　1MHz開關(guān)頻率</b></p><p>　　50uA備用電流，100uA最大電流</p><p>　　在52kHz開關(guān)頻率時所需電流低至2.3mA

33、</p><p>　　逐周限流時間快至35ns</p><p>　　誤差放大器的基準(zhǔn)電壓為2.5V</p><p><b>　　振蕩器放電電流精確</b></p><p><b>　　新型的欠壓鎖定模塊</b></p><p>　　所設(shè)計(jì)的PWM控制器，它主要包括欠壓鎖定電路

34、，振蕩器，電流比較器，電壓調(diào)節(jié)器，誤差放大器，過流保護(hù)和用做基準(zhǔn)的參考電壓部分。內(nèi)部結(jié)構(gòu)功能框圖如下圖2-4。</p><p>　　圖2-4 芯片結(jié)構(gòu)框圖</p><p><b>　　振蕩器</b></p><p>　　振蕩器的工作頻率和放電電流都是調(diào)整好的，并且嚴(yán)格設(shè)定了工作頻率和死區(qū)的最小變化率。振蕩頻率由外接電阻RT決定。CT的放電電流由

35、通過RT的電流和控制芯片內(nèi)部的放電電流之差決定。設(shè)計(jì)控制芯片內(nèi)部的放電電流為8.2mA。RT的阻值較大時，放電時間由控制芯片內(nèi)部的放電電流和CT的容量決定。RT的阻值較小時，對放電時間也有較大的影響。在一個振蕩周期內(nèi)，電容CT充電時，輸出脈沖最大占空比受振蕩器的可控死區(qū)限制。</p><p><b>　　電壓誤差放大器</b></p><p>　　設(shè)計(jì)電壓誤差放大器的

36、直流增益為90dB，增益帶寬為1.5MHz。內(nèi)部的5V基準(zhǔn)電壓經(jīng)分壓后產(chǎn)生2.5V電壓，該電壓直接加在電壓誤差放大器的同向端。開關(guān)電源的輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后反饋到放大器的反響輸入端。設(shè)計(jì)放大器輸出端輸出的電流限制在1mA，放大器輸出端吸入電流為10mA。</p><p><b>　　電流比較器</b></p><p>　　為了能夠?qū)崿F(xiàn)逐周控制，如此設(shè)計(jì)電流比較器：在

37、每個振蕩周期開始時，輸出端開通。當(dāng)外接開關(guān)管的電流達(dá)到正比于放大器輸出電壓的最大門限值時，輸出端關(guān)斷，直到下一個振蕩周期開始。此時開關(guān)電源的峰值開關(guān)電流正比于誤差電壓。</p><p><b>　　欠壓鎖定</b></p><p>　　在電源達(dá)到啟動電壓之前，欠壓鎖定電路阻止芯片內(nèi)部的基準(zhǔn)電源電路和輸出極開始工作。電源電壓低于啟動電壓時，設(shè)計(jì)芯片的靜態(tài)電流小于250u

38、A。</p><p><b>　　基準(zhǔn)電壓</b></p><p>　　設(shè)計(jì)內(nèi)部基準(zhǔn)電壓為5V，誤差在±1%以內(nèi)?；鶞?zhǔn)電壓源為內(nèi)部邏輯電路和振蕩電路供電。振蕩器外接電容器的充電電流也由基準(zhǔn)電壓源供給。電壓誤差放大器的正向端2.5V電壓也由基準(zhǔn)電壓分壓所得。基準(zhǔn)電壓源能提供20mA電流。</p><p>　　第3章 PWM芯片電路設(shè)計(jì)及

39、工作過程</p><p><b>　　3.1 欠壓鎖定</b></p><p>　　欠壓鎖定電路實(shí)現(xiàn)的功能是：當(dāng)電源電壓大于8.7V時，芯片正常工作；當(dāng)電源電壓小于7.6V時，芯片不工作。</p><p>　　本文用滯后比較器來實(shí)現(xiàn)電路得欠壓鎖定，在VDD欠壓鎖定處和Vref欠壓鎖定處用滯后比較器實(shí)現(xiàn)。</p><p>

40、　　欠壓鎖定中的滯后比較器如圖3-1所示，非倒向端連接供電電源VCC，倒向端的8.7V的電壓是由基準(zhǔn)電壓源提供。輸出端VOUT與電壓調(diào)節(jié)器連接。</p><p>　　啟動時的時序：比較器輸出電壓的有無，由VDD電壓的高低控制，只有VDD大于+8.7V時比較器輸出高電位，基準(zhǔn)電壓+5VR才有輸出，芯片才能正常工作。一旦正常工作后，VDD小于8.7V時也能正常工作，我們稱8.7V為啟動電壓。</p>&

41、lt;p>　　關(guān)閉時的順序：隨著VDD電壓的下降，當(dāng)VDD的電壓小于7.6V時，又會出現(xiàn)欠壓保護(hù)，這時比較器輸出低電位，沒有+5VR電壓輸出，這樣導(dǎo)致后面沒有脈沖輸出，電源就不能正常工作。</p><p>　　圖3-1 欠壓鎖定置換比較器</p><p><b>　　3.2 基準(zhǔn)電壓源</b></p><p>　　3.2.1 帶隙基準(zhǔn)電壓

42、源</p><p>　　基準(zhǔn)源電路廣泛的應(yīng)用于各種模擬集成電路，其精度和穩(wěn)定性直接決定整個系統(tǒng)的精度。內(nèi)部穩(wěn)壓源電路提供穩(wěn)定的偏置電壓或作為基準(zhǔn)電壓。一般要求這些電壓源的直流輸出電平較穩(wěn)定，而且這個直流電平應(yīng)該對電源電壓和溫度不敏感。由于基準(zhǔn)源的精度與溫度有關(guān)，提高精度必須降低溫度系數(shù)。</p><p>　　帶隙基準(zhǔn)可以再0—70℃的溫度范圍內(nèi)有10ppm/℃的溫度。圖3-2給出了帶隙基準(zhǔn)

43、的原理。由室溫下溫度系數(shù)為-2.2mV/℃的pn節(jié)二極管產(chǎn)生電壓。同時也產(chǎn)生一個熱電壓，其與絕對溫度成正比，室溫下的溫度系數(shù)為+0.085mV/℃。如果電壓乘以常數(shù)K加上電壓，則輸出電壓為：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　雙極性晶體管中的集電極電流密度的關(guān)系：</p><p><b>　　（3-2

44、）</b></p><p><b>　　其中：</b></p><p><b>　　=集電極電流密度</b></p><p><b>　　=基區(qū)電子平衡濃度</b></p><p>　　=電子的平均擴(kuò)散常數(shù)</p><p>　　平衡濃度：

45、 （3-3）</p><p>　　其中： （3-4）</p><p>　　D是與溫度無關(guān)的常數(shù)，時帶隙電（1.205V）</p><p>　　得到下面集電極電流密度的方程式：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　在上式中，與溫度

46、不相關(guān)的常數(shù)合并成單一的常數(shù)A。由于Dn依賴于溫度，溫度系數(shù)r稍微偏離3。</p><p><b>　　因此的關(guān)系式為：</b></p><p><b>　　(3-6)</b></p><p><b>　　與溫度的關(guān)系為：</b></p><p><b>　　(3-7

47、)</b></p><p>　　300K時，關(guān)于溫度的變化約為-2.2mV/℃。</p><p>　　提供負(fù)溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。提供溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p><b>　　(3-9)</b></p><p>

48、;　　為了在T0時達(dá)到零溫度系數(shù)，和的變量加起來必須為0</p><p>　　圖3-2 帶隙基準(zhǔn)電路圖</p><p>　　3.2.2 普通可調(diào)直流基準(zhǔn)源TL431的介紹</p><p>　　TL43l是2.50—36V可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器。它屬于一種具有電流輸出能力的可調(diào)基準(zhǔn)電壓源。其性能優(yōu)良，價(jià)格低廉，可廣泛用于單片精密開關(guān)電源或精密線性穩(wěn)壓電源中。陰極工作電壓

49、VKA的允許范圍是2．50～36V，極限值為37V。陰極工作電流IKA=l～100mA</p><p>　　TL431主要包括4部分：①誤差放大器A，其同相輸入端接取樣電壓VREF，反相輸入端則接內(nèi)部2．50V基準(zhǔn)電壓Vref，并且設(shè)計(jì)的VREF=VRRef；②內(nèi)部2．50V(準(zhǔn)確值為2．495V)基準(zhǔn)電壓源Vref；③NPN型晶體管VT，在電路中起調(diào)節(jié)負(fù)載電流的作用；④保護(hù)二極管VD，能防止因K—A間電源極性接

50、反而損壞芯片。其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖3-3所示。</p><p>　　圖3-3 TL431內(nèi)部原理電路</p><p>　　TL431的電路圖形符號和基本接線如圖3-4所示。</p><p>　　圖3-4 TL431的電路圖形符號和基本接線如圖</p><p>　　它相當(dāng)于一只可調(diào)齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻R1和R2來設(shè)定，有公式：<

51、;/p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　圖中R3是IKA的限流電阻。選取R3阻值的原則是，當(dāng)輸入電壓Vi為最小值時必須保證100mA≥IKA≥1mA，以便使TL431能正常工作。</p><p>　　TL431的穩(wěn)壓原理可分析如下：當(dāng)由于某種原因致使Vo升高時，取樣電壓vref也隨之升高，使VREF>Vref，比

52、較器輸出高電平，令VT導(dǎo)通，Vo↓。反之，Vo下降→VREF<Vref→比較器再次翻轉(zhuǎn)，輸出變成低電平→VT截止→Vo上升。這樣循環(huán)下去，從動態(tài)平衡的角度來看，就迫使V。趨于穩(wěn)定，達(dá)到了穩(wěn)壓目的，并VREF=Vref。</p><p>　　芯片TL431主要是在開關(guān)電源芯片中作的直流穩(wěn)壓基準(zhǔn)為內(nèi)部一些器件提供基準(zhǔn)電源。</p><p>　　在芯片電路中，內(nèi)部應(yīng)用的直流基準(zhǔn)電壓主要有8

53、.7V,3.6V,3V和0.75V。則TL431的電阻比例計(jì)算并設(shè)置如下：</p><p><b>　　據(jù)公式3-15</b></p><p>　　且在電路中VREF=2.5V可得,</p><p>　　8.7V：R1/R2=62/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為R1=62,R2=25</p><p>　　3.6V：R1/R2

54、=11/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為R1=11,R2=25</p><p>　　3V：R1/R2=1/5，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為R1=10,R2=50</p><p>　　0.75V：因?yàn)門L431能產(chǎn)生的最小基準(zhǔn)電壓為2.5V，因此在電路圖中先將R1處短路，產(chǎn)生2.5V的基準(zhǔn)電壓后，再進(jìn)行電阻分壓，此時的外接電阻為R3和R4，輸出電壓從R3處引出，則電阻設(shè)置為R3=3,R4=7。</p

55、><p><b>　　3.3 電壓調(diào)節(jié)器</b></p><p>　　電壓調(diào)節(jié)器是一種被廣泛使用的器件，其輸入是不穩(wěn)定的直流電壓，輸出可作為其他電路的供電電壓。依靠這種方式，電壓源的波動可從本質(zhì)上被消除，其結(jié)果通常提高由此類電源驅(qū)動的電路的性能。</p><p>　　圖3-5是電壓調(diào)節(jié)器的原理圖。穩(wěn)定電壓VR由帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生。穩(wěn)定電壓加在高增益放大

56、器的非倒相輸入端，并與由電阻R1和R2采樣的輸出電壓比較。這是一個串聯(lián)—并聯(lián)反饋結(jié)構(gòu)，對大環(huán)路增益，有</p><p><b>　　(3-11)</b></p><p>　　改變R1/R2的比例可以改變輸出電壓。</p><p>　　圖3-5所示的放大器為高性能放大器。特別重要的性能是低漂移和低失調(diào)，它們能使輸出電壓盡可能的穩(wěn)定。串聯(lián)—并聯(lián)反饋

57、電路使電壓調(diào)節(jié)器有較高的輸入阻抗，減小了負(fù)載效應(yīng)。電壓調(diào)節(jié)器要求輸出阻抗較小。</p><p>　　圖3-5 電壓調(diào)節(jié)器</p><p><b>　　3.4 振蕩器</b></p><p>　　3.4.1 振蕩器原理</p><p>　　振蕩器部分需要產(chǎn)生一個設(shè)定開關(guān)頻率的時鐘信號。本設(shè)計(jì)選定了外接RC的振蕩器形式，電路

58、如圖3-6所示。</p><p>　　圖3-6 振蕩器時鐘信號電路</p><p>　　用一個電阻Rt通過Vref給電容充電，用兩個比較器把電容上的電壓和兩個參考電壓相比較，參考電壓分別設(shè)為2.5V和0.75V。用一個電流源連在電容上起放電開關(guān)的作用。當(dāng)電容電壓超過2.5V時，電容通過電流源放電。當(dāng)電容電壓低于0.75V時，MOS管關(guān)斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被Vref充電。</p

59、><p>　　電流源放電電流很大，放電時間相對于一個時鐘周期是非常短的。這樣電容上的電壓就是一個有1.75V峰-峰值的鋸齒波。RS觸發(fā)器的輸出就是時鐘信號，時鐘周期約等于充電時間而電容電壓計(jì)算可得充電時間約為。</p><p>　　電容的放電時間必須足夠短，才能達(dá)到最大的占空比。該設(shè)計(jì)中最大占空比要達(dá)到99%，因此放電時間必須低于一個時鐘周期的1%。</p><p>　

60、　3.4.2 振蕩器電路</p><p>　　RS觸發(fā)器的電路圖如圖3-7所示，當(dāng)R輸入電壓為5V時，輸出跳變到低電平；同理，當(dāng)S輸入電壓為5V時，輸出跳變到高電平。N1、P1、N2、P2兩個反相器組成的正反饋電路起到鎖定、穩(wěn)定信號的作用，帶有毛刺、不太穩(wěn)定的經(jīng)我們在輸出端還需添置一個反相器，從而保證輸入輸出邏輯的正確性。</p><p>　　圖3-7 RS觸發(fā)器電路圖</p>

61、<p>　　比較器1的電路圖如圖3-8所示，其共模輸入電壓是0.75V。因此采用PMOS差分對的輸入級。因?yàn)檎袷幤鞣烹姇r下降速度比較快，所以比較器1的延時需要盡量小。輸出用推挽結(jié)構(gòu)。在輸出端，可吸入和供出的電流式偏置電流的8倍，增大了擺率。</p><p>　　圖3-8 比較器1電路圖</p><p>　　比較器2的電路圖如圖3-9所示，其共模輸入電壓是3V，因此采用NMOS

62、差分對作輸入級</p><p>　　圖3-9 比較器2電路圖</p><p>　　放電電流源的電路圖如圖3-10所示，使用PTAR電流源，經(jīng)過兩路放大，得到大電流放電。</p><p><b>　　(3-12)</b></p><p>　　圖3-10 放電電流源電路圖</p><p>　　3.5

63、電壓誤差放大器</p><p>　　電壓誤差放大器的正向端是電壓調(diào)節(jié)器輸出的2.5V電壓。這是一個經(jīng)典的運(yùn)算放大器。需要90dB的增益和1.5MHz的增益帶寬積。</p><p>　　如圖3-11所示，電壓誤差放大器由運(yùn)算跨導(dǎo)放大器和輸出極組成。運(yùn)算跨導(dǎo)放大器是無輸出緩沖極的運(yùn)算放大器。除輸入和輸出節(jié)點(diǎn)外，此放大器的其余所有節(jié)點(diǎn)都是低租節(jié)點(diǎn)。Q1和Q2是對稱的NPN管作為輸入差分對，M2和

64、M1是對稱的PMOS晶體管。</p><p>　　PMOS晶體管M1、M2的小信號電流由下式給出：</p><p><b>　　(3-13)</b></p><p>　　M3與M1對稱，M2與M4對稱，所以：</p><p><b>　　(3-14)</b></p><p>

65、　　運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出電壓為：</p><p><b>　　(3-15)</b></p><p>　　M6和M8形成共源共柵結(jié)構(gòu)提高輸出電阻。</p><p>　　輸出極采用乙類輸出極。在電路中，共發(fā)射極晶體管Q3在負(fù)半周期將功率傳輸給負(fù)載，而射極跟隨器Q4在正半周期傳輸功率。</p><p>　　當(dāng)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸

66、出小于時，Q3截止，二極管D1截止，M9的漏極電流都傳送到Q4的基極，輸出電壓最大值。</p><p>　　為了達(dá)到最大值，晶體管M9漏極電流必須大于晶體管Q4的基極電流。Q2處于放大區(qū)，因?yàn)镼2的集電極接的是電源電壓，而基極電壓不可能超過它的。如果M9的漏極電流不夠所需的Q4基極電流，輸出會出現(xiàn)削波失真。</p><p>　　當(dāng)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出大于時，Q3導(dǎo)通，有電流通過晶體管Q3，

67、M9的漏極電流有部分流過D1。隨著Q3集電極電流增加，M9的漏極電壓下降，由于Q4是射極跟隨器，輸出電壓將隨其下降。</p><p>　　圖3-11 電壓誤差放大器內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)</p><p><b>　　3.6 電流比較器</b></p><p>　　3.6.1 電流比較器</p><p>　　圖3-12圓圈所示就是電

68、流比較器。正端是采樣電流信號。負(fù)端是電壓誤差放大器經(jīng)過電平移位后再電阻分壓。使用電平移位可以達(dá)到芯片輸出零占空比脈沖。電平移位和電阻分壓功能都由電流比較器電路實(shí)現(xiàn)。</p><p>　　圖3-12 電流比較器在電路中連接示意圖</p><p>　　3-13為電流比較器電路。</p><p>　　COMP是電壓誤差放大器輸出端電壓，經(jīng)過10K與20K電阻實(shí)現(xiàn)電阻分壓功

69、能。</p><p>　　比較強(qiáng)電阻R1實(shí)現(xiàn)電平移位功能。當(dāng)比較器處于放大區(qū)中點(diǎn)時，輸入極P1和P2通過相同的電流。此時，P1和P2源極電壓相差I(lǐng)*R1，襯偏都接Vref電位，所以兩晶體管的閾值電壓不同，電阻R1上有壓降。這兩個電壓之和形成電平移位電壓[1]。</p><p>　　圖3-13 電流比較器電路</p><p>　　3.6.2 過流保護(hù)</p>

70、;<p>　　圖3-14是過流圓圈所示就是過流保護(hù)模塊的示意圖。當(dāng)電流檢測達(dá)到1V閾值時，不管電壓誤差放大器輸出，過流保護(hù)電路在35ns內(nèi)關(guān)斷輸出。</p><p>　　圖3-14 過流保護(hù)模塊示意圖</p><p>　　圖3-15是過流保護(hù)電路圖，這是一個遲滯比較器。如下例，當(dāng)輸入（CS）大于1.1V時，輸出高電平；當(dāng)輸入（CS）小于0.9時，輸出低電平。P3、P4和P6這

71、三個PMOS晶體管實(shí)現(xiàn)遲滯功能。</p><p>　　當(dāng)CS電壓遠(yuǎn)小于1V時，P1處于飽和區(qū)，P2處于三極管區(qū)。P2的漏極是高電平，P1的漏極是低電平。P3導(dǎo)通，P4關(guān)斷。由P6提供的13uA偏置電流經(jīng)過P3流到M2。P1電流為62u,P2電流為50u。此時輸出電壓為0。</p><p>　　當(dāng)CS電壓上升接近1.1V時，P2晶體管的電流減小，P1晶體管的電流增大。P1漏極電壓升高，P2漏

72、極電壓降低。P4晶體管導(dǎo)通，P3關(guān)斷。由P6提供的13uA偏置電流經(jīng)過P4流到M1。P1電流為112u,P2關(guān)斷。此時輸出電壓為5V。過流保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)其作用。</p><p>　　當(dāng)CS電壓下降接近0.9V時，P1晶體管的電流減小，P2晶體管的電流增大。P2漏極電壓升高，P1漏極電壓降低。P3晶體管導(dǎo)通，P4關(guān)斷。由P6提供的13uA偏置電流經(jīng)過P3流到M2。P1電流為62u，P2電流為50u。此時輸出電壓為0V

73、。過流保護(hù)電路停止其作用。</p><p>　　圖3-15 過流保護(hù)電路</p><p>　　圖3-16表明，當(dāng)CS電壓逐漸升高直到大于1.1V時，輸出高電平；當(dāng)CS電壓逐漸降低直到小于0.9V時，輸出低電平。此電路實(shí)現(xiàn)了遲滯功能。</p><p>　　圖3-16 過流保護(hù)電路輸出</p><p>　　圖3-17表明當(dāng)輸入電壓超過閾值時，電路

74、能在35ns后啟動。</p><p>　　圖3-17 輸入電壓閾值電路</p><p>　　3.7 系統(tǒng)系統(tǒng)芯片電路及工作過程</p><p>　　本文主要是開關(guān)電壓的PWM芯片電路的設(shè)計(jì)，芯片內(nèi)部總體電路如圖3-18所示。</p><p>　　第1腳為內(nèi)部直流基準(zhǔn)源的輸入電壓Vi，要求輸入Vi當(dāng)然要大于輸出Vo中的最大值，即大于36V。并且

75、保證TL431的工作電流100mA>(Vi-Vo)/R3>1mA其中R是限流電阻。</p><p>　　第2腳位誤差放大器的輸出端，誤差放大器的輸出電壓信號，在內(nèi)部經(jīng)過兩個二極管D1和D2降下壓后，又由電阻R3和R4進(jìn)行分壓，由于R3電阻的阻值是R4阻值的兩倍，最后剩下1/3的電壓家在電流比較器的反向輸入端，并且還有穩(wěn)壓管ZD2箝位，該輸入端電壓的最高電壓不超過一定值。</p><

76、p>　　第3腳位誤差放大器的反向輸入端，取樣電壓由此輸入，在內(nèi)部將+5VR電壓，用兩個阻值相同的電阻R1和R2，將電壓分成+2.5V，作為基準(zhǔn)電壓加在誤差放大器的正向輸入端。因?yàn)榈?腳加在誤差放大器的負(fù)端，那么誤差放大器就是反向輸出，所以第1腳與第2腳電壓的變化相反。反饋電壓輸入腳，此腳電壓與內(nèi)部2.5V基準(zhǔn)進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制電壓，從而控制脈沖寬度。</p><p>　　第4腳為電流傳感端，電流比較器輸出電

77、壓的高低，是由它的兩個輸入端電壓共同決定的，電流比較器的輸出電壓的變化，能控制PWMLatch的Q反輸出脈沖寬度的變化。</p><p>　　第5腳為振蕩器電壓的輸入，用一個電阻Rt通過振蕩器電壓給電容充電，用兩個比較器把電容上的電壓和兩個參考電壓相比較，參考電壓分別設(shè)為2.5V和0.75V。用一個電流源連在電容上起放電開關(guān)的作用。當(dāng)電容電壓超過2.5V時，電容通過電流源放電。當(dāng)電容電壓低于0.75V時，MOS管

78、關(guān)斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被輸入電壓充電。這樣電容上的電壓就是一個有1.75V峰-峰值的鋸齒波。RS觸發(fā)器的輸出就是時鐘信號，時鐘周期約等于充電時間而電容電壓計(jì)算可得充電時間約為。</p><p><b>　　第6腳為接地端。</b></p><p>　　第7腳為芯片的輸出端，當(dāng)?shù)?腳所接的滯后比較器輸出高電平時，基準(zhǔn)電壓才能輸出，第7腳才有脈沖輸出。</p

79、><p>　　第8腳為帶隙基準(zhǔn)電路的KVt輸入，KVt輸入與Vbe相加，再通過內(nèi)部的電壓調(diào)節(jié)器，輸出穩(wěn)定精確的+5V的基準(zhǔn)，直接決定芯片電路的穩(wěn)定性。</p><p>　　第9腳電源電壓VDD供給端,它的工作電壓必須在正常工作范圍內(nèi)芯片才能正常工作，在第9腳內(nèi)部接有一個穩(wěn)壓管ZD1，其穩(wěn)壓電壓為36V,為內(nèi)部的器件提供安全的電壓環(huán)境，當(dāng)VDD超過了穩(wěn)壓管的電壓時，將會被箝位。</p>

80、;<p>　　第10腳是基準(zhǔn)電壓+5VR的輸出端，從電路中可以看出，+5VR電壓的欠壓保護(hù)，是受滯后比較器A2控制的。所以用滯后比較器，也是為了防止在它們跨越們坎時，有不確定的狀態(tài)，從而達(dá)到保護(hù)的目的[4]。</p><p>　　圖3-18 內(nèi)部芯片電路總圖</p><p>　　PWM_out是PWM控制器芯片的輸出，是一系列的脈沖波形。是開關(guān)電源的輸出。當(dāng)電源電壓從0V上升

81、到8.7V時，欠壓鎖定模塊開始工作，使基準(zhǔn)電壓源啟動，輸出穩(wěn)定的5V電壓。然后振蕩器開始輸出振蕩波形。最后輸出脈沖波形。在開關(guān)電壓輸出達(dá)到預(yù)期設(shè)計(jì)的5V前，PWM控制器芯片輸出占空比接近于1的脈沖，使快速上升。當(dāng)輸出達(dá)到5V后。PWM_out輸出合適的脈寬調(diào)制波形，使開關(guān)電源輸出穩(wěn)定。</p><p>　　第4章 芯片電路在開關(guān)電源中的應(yīng)用</p><p>　　4.1 芯片外部應(yīng)用電路&l

82、t;/p><p>　　芯片的外部引腳連接如圖4-1所示。</p><p>　　圖4-1 芯片外部應(yīng)用電路</p><p>　　如圖所示為芯片的外部部分連接圖，第一腳為內(nèi)部基準(zhǔn)輸入電壓提供端。第二腳輸出補(bǔ)償。第三腳輸入電壓負(fù)反饋。第四腳既輸入電流負(fù)反饋，，也是過流保護(hù)輸入端。第五腳為振蕩器的外接RC電路的連接端，在第五腳處輸入鋸齒波電壓。第七腳為芯片輸出端，即為驅(qū)動脈沖的

83、輸出端，如圖所示，它用來驅(qū)動場效應(yīng)管。第九腳為電源電壓VDD輸入端。為內(nèi)部電路和反饋電路提供電源電壓。第十腳為內(nèi)部基準(zhǔn)電壓輸出端，基準(zhǔn)電壓如圖所示為振蕩器的外部RC電路提供5V的基準(zhǔn)電壓。</p><p>　　工作過程：電路上電時，外接的啟動電路通過引腳9提供芯片需要的啟動電壓。在啟動電源的作用下，芯片開始工作，脈沖寬度調(diào)制電路產(chǎn)生的脈沖信號經(jīng)7腳輸出驅(qū)動外接的開關(guān)功率管工作。功率管工作產(chǎn)生的信號經(jīng)取樣電路轉(zhuǎn)換為

84、低壓直流信號反饋到4腳，維護(hù)系統(tǒng)的正常工作。電路正常工作后，取樣電路反饋的低壓直流信號經(jīng)3腳送到內(nèi)部的誤差比較放大器，與內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生的誤差信號送到脈寬調(diào)制電路，完成脈沖寬度的調(diào)制，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。如果輸出電壓由于某種原因變高，則3腳的取樣電壓也變高，脈寬調(diào)制電路會使輸出脈沖的寬度變窄，則開關(guān)功率管的導(dǎo)通時間變短，輸出電壓變低，從而使輸出電壓穩(wěn)定，反之亦然。鋸齒波振蕩電路產(chǎn)生周期性的鋸齒波，其周期取決于5腳外接

85、的RC網(wǎng)絡(luò)。所產(chǎn)生的鋸齒波送到脈沖寬度調(diào)制器，作為其工作周期，脈寬調(diào)制器輸出的脈沖周期不變，而脈沖寬度則隨反饋電壓的大小而變化。PWM控制芯片輸出周期一定、高電平存在時間可調(diào)的驅(qū)動脈沖信號。當(dāng)PWM芯片輸出高電平是，開關(guān)晶體管導(dǎo)通時，二極管關(guān)斷，輸入端直流電源將功率傳送到負(fù)載，并使電感儲能（電感電流上升）；當(dāng)PWM芯片輸出低電平時，開關(guān)晶體管關(guān)斷時，二</p><p>　　4.2 芯片在開關(guān)電源保護(hù)電路的中的應(yīng)用

86、</p><p>　　1）通過在芯片的采樣電壓處接入一個射極跟隨器，從而在控制電壓上增加了一個與脈寬調(diào)制時鐘同步的人為斜坡，它可以在后續(xù)的周期內(nèi)將△I擾動減小到零。因此，即使系統(tǒng)工作在占空比大于50％或連續(xù)的電感電流條件下，系統(tǒng)也不會出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況。不過該補(bǔ)償斜坡的斜率必須等于或略大于m2／2，系統(tǒng)才能具有真正的穩(wěn)定性。</p><p>　　2）取樣電阻改用無感電阻。無感電阻是一種雙線并

87、繞的繞線電阻，其精度高且容易做到大功率。采用無感電阻后，其阻抗不會隨著頻率的增加而增加。這樣，即使在高頻情況下取樣電阻所消耗的功率也不會超過它的標(biāo)稱功率，因此也就不會出現(xiàn)炸機(jī)現(xiàn)象。</p><p>　　3)反饋電路改用TL43l加光耦來控制。我們都知道放大器用作信號傳輸時都需要傳輸時間，并不是輸出與輸入同時建立。如果把反饋信號接到芯片的電壓反饋端，則反饋信號需連續(xù)通過兩個高增益誤差放大器，傳輸時間增長。由于TL4

88、31本身就是一個高增益的誤差放大器，因此，在圖3中直接采用腳1做反饋，從芯片的腳8(基準(zhǔn)電壓腳)拉了一個電阻到腳l，腳2通過R18接地。這樣做的好處是，跳過了芯片的內(nèi)部放大器，從而把反饋信號的傳輸時間縮短了一半，使電源的動態(tài)響應(yīng)變快。另外，直接控制芯片的腳l還可簡化系統(tǒng)的頻率補(bǔ)償以及輸出功率小等問題。</p><p>　　圖4-2 芯片在開關(guān)電源保護(hù)電路的中的應(yīng)用圖</p><p>　　經(jīng)

89、過實(shí)驗(yàn)電路仿真，其采樣信號的波形緊緊跟隨檢測電阻的電壓波形，沒有出現(xiàn)非常大的尖峰電壓。因此，該電路能有效避免因變壓器漏感等異常干擾引起的電源誤操作的問題，也能有效避免因電源占空比過大而引起的系統(tǒng)不穩(wěn)定的問題。</p><p>　　4.3 芯片電路在單端反激式開關(guān)電源中的應(yīng)用</p><p>　　這是一款A(yù)C220V輸入，DC24V輸出的單端反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源。開關(guān)電源控制電路是一個電壓、電

90、流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。變換器的幅頻特性由雙極點(diǎn)變成單極點(diǎn)，因此，增益帶寬乘積得到了提高，穩(wěn)定幅度大，具有良好的頻率響應(yīng)特性。主要的功能模塊包括：啟動電路、過流過壓欠壓保護(hù)電路、反饋電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進(jìn)行分析。電路原理圖如圖4-3所示。</p><p>　　圖4-3 芯片在單端反激式開關(guān)電源中的應(yīng)用圖</p><p>　　如圖4-3所示交流電由C16、L1、C15以及C1

91、4、C13進(jìn)行低通濾波，其中C16、C15組成抗串模干擾電路，用于抑制正態(tài)噪聲；C14、C13、L1組成抗共模干擾電路，用于抑制共態(tài)噪聲干擾。它們的組合應(yīng)用對電磁干擾由很強(qiáng)的衰減旁路作用。濾波后的交流電壓經(jīng)D1～D4橋式整流以及電解電容C1、C2濾波后變成3lOV的脈動直流電壓，此電壓經(jīng)R1降壓后給C8充電，當(dāng)C8的電壓達(dá)到芯片的啟動電壓門檻值時，芯片開始工作并提供驅(qū)動脈沖，由腳6輸出推動開關(guān)管工作。隨著芯片的啟動R1的工作也就基本結(jié)束

92、，余下的任務(wù)交給反饋繞組，由反饋繞組產(chǎn)生電壓給芯片供電。由于輸入電壓超過了芯片的工作，為了避免意外，用D10穩(wěn)壓管限定芯片的輸入電壓，否則將出現(xiàn)芯片被損壞的情況。由于輸入電壓的不穩(wěn)定，或者一些其他的外在因素，有時會導(dǎo)致電路出現(xiàn)短路、過壓、欠壓等不利于電路工作的現(xiàn)象發(fā)生，因此，電路必須具有一定的保護(hù)功能。此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護(hù)。</p><p>　　反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431和線性光耦PC81

93、7。利用TL43l可調(diào)式精密穩(wěn)壓器構(gòu)成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進(jìn)行精確的調(diào)整。)采用快速恢復(fù)二極管D6、D7整流。基于低壓、功耗低、大電流的特點(diǎn)，有利于提高電源的效率，其反向恢復(fù)時間短，有利于減少高頻噪聲，在大功率的整流電路中，次級整流橋電路存在較大雜散電感，輸出整流管在換流時，由于電路中存在寄生振蕩，整流管會承受較大的尖峰電壓，尖峰電壓的存在提高了對整流二極管的耐壓要求，也將帶來額外的電路損耗。整流橋的寄生振蕩產(chǎn)生于變壓器

94、的漏感(或附加的諧振電感)與變壓器的繞組電容和整流管的結(jié)電容之間。</p><p>　　芯片是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅(qū)動晶體管和MOSFET，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝與調(diào)試簡便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，在100W以下的開關(guān)電源中有很好的應(yīng)用前景。</p><p><b>　　第5章 結(jié)束語</b></p><

95、p>　　我國不斷發(fā)展的電源市場對開關(guān)電源控制芯片的需求日益增加，因此本文研究設(shè)計(jì)了一種電流型PWM控制芯片。并對芯片在開關(guān)電源中的應(yīng)用電路做了詳細(xì)的分析，文中所做的工作包括在了解開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展現(xiàn)狀基礎(chǔ)上，對電路原理進(jìn)行分析、提出了系統(tǒng)與電路的設(shè)計(jì)方案。</p><p>　　本文第二章內(nèi)容為電路分析。首先介紹了PWM工作方式的基本原理，然后分析電路結(jié)構(gòu)，將整體電路劃分為子功能塊，給出功能框圖。</p

96、><p>　　本文第三章內(nèi)容介紹了控制部分的子電路：欠壓鎖定電路、基準(zhǔn)源電路、電壓調(diào)節(jié)器、振蕩器電路、電壓誤差放大器、電流比較器、過流保護(hù)、數(shù)字邏輯和驅(qū)動電路。</p><p>　　本文第四章內(nèi)容介紹了芯片的外圍電路應(yīng)用，著重講到了芯片在開關(guān)電源保護(hù)電路中的應(yīng)用和芯片電路在單端反激式開關(guān)電源中的應(yīng)用。</p><p>　　隨著VLSI和Soc技術(shù)的迅猛發(fā)展，對低功耗和低

97、電源電壓設(shè)計(jì)提出了更高的要求，在今后的PWM控制芯片的設(shè)計(jì)中將對此加以充分的關(guān)注。由于便攜設(shè)備的增多，要求效率更高、集成度更高的電源控制芯片加以配合。把高壓大的功率開關(guān)管和低壓控制電路集成到一片單芯片上也將是今后電源控制芯片發(fā)展的一個重要方向。</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　本文是在馮雪老師諄諄教導(dǎo)和鼓勵下完成的。從論文的選題、開題

98、、中間的學(xué)習(xí)及撰寫過程中都包含了老師的悉心教導(dǎo)和指導(dǎo)。馮老師務(wù)實(shí)、認(rèn)真和對學(xué)生從學(xué)習(xí)、生活等負(fù)責(zé)的工作態(tài)度及為人師表，給我留下了深刻的印象，也同時鞭撻我，能夠不斷地向馮老師學(xué)習(xí)和請教。在此，謹(jǐn)向指導(dǎo)老師馮雪表示衷心的感謝和崇高的敬意！</p><p>　　另外還要感謝我的輔導(dǎo)員徐金龍，高媛媛，陳明舉老師和實(shí)驗(yàn)室的雷定雄，方亮，周志等老師給予我的指導(dǎo)和幫助。他們孜孜不倦的工作作風(fēng)和無私奉獻(xiàn)的精神使我受益匪淺，畢生受

99、用。</p><p>　　還要衷心感謝我的室友陳瑤，董熙，秦雪梅，邱靜，眭照玲，她們給了我很多幫助和關(guān)懷，使我工作更輕松，生活更愉快。</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1]朱正涌.半導(dǎo)體集成電路[M].北京：清華大學(xué)出版社，2001</p><p>　　[2]李成章.電源[M].北京：

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