移相調壓階梯波合成逆變器的研究 碩士學位

1、<p>　　分類號 學號 2003611310066</p><p>　　學校代碼 10487 密級 </p><p><b>　　碩士學位論文</b></p><p><b>　　移相調壓階梯波</b>&l

2、t;/p><p><b>　　合成逆變器的研究</b></p><p>　　A Thesis Submitted in Fulfillment of the Requirements</p><p>　　For the Degree of Master of Science</p><p>　　Research on sta

3、ircase waveform inverters</p><p>　　with phase-shifted control technology</p><p>　　Candidate: Xiong Zhaochun</p><p>　　Major : Power Electronics and Electric Drive</p><

4、p>　　Supervisor: Professor Li Xiaofan</p><p>　　Huazhong University of Science & Technology</p><p>　　Wuhan 430074, P.R.China</p><p>　　April, 2006 </p><p><b&g

5、t;　　獨創(chuàng)性聲明</b></p><p>　　本人聲明所呈交的學位論文是我個人在導師指導下進行的研究工作及取得的研究成果。盡我所知，除文中已經(jīng)標明引用的內容外，本論文不包含任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中以明確方式標明。本人完全意識到本聲明的法律效果由本人承擔。</p><p><b>　　學位論文作者簽名：

6、</b></p><p>　　日期： 年 月 日</p><p>　　學位論文版權使用授權書</p><p>　　本學位論文作者完全了解學校有關保留、使用學位論文的規(guī)定，即：學校有權保留并向國家有關部門或機構送交論文的復印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權華中科技大學可以將本學位論文的全部或部分內容編入有關數(shù)據(jù)庫進行檢索，可以采

7、用影印、縮印或掃描等復制手段保存和匯編本學位論文。</p><p><b>　　本論文屬于</b></p><p>　?。ㄕ堅谝陨戏娇騼却颉啊獭保?lt;/p><p>　　學位論文作者簽名： 指導教師簽名：</p><p>　　日期： 年 月 日

8、 日期： 年 月 日</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　傳統(tǒng)的大功率逆變電源一般采用SPWM調制方式，這種方式開關損耗大，效率低，電磁兼容性差，采用多重疊加方式的逆變電源有效的克服了上述缺點。由于逆變器本身不具備調壓功能，需要增加一級變換器實現(xiàn)直流環(huán)節(jié)調壓或者通過兩臺逆變器移相調壓。常用的可控整流調節(jié)方式

9、輸入端低次諧波比較嚴重、動態(tài)響應差，而高頻DC－DC變換調壓則會給系統(tǒng)帶來高頻干擾。移相調壓方式通過改變兩臺輸出電壓的相位差角，達到穩(wěn)定系統(tǒng)輸出電壓，它本身不改變階梯波逆變器的低頻開關工作方式，因而高頻干擾低，同時又能快速調節(jié)輸出電壓，達到較好的動態(tài)響應過程。</p><p>　　本文首先分析了移相調壓階梯波合成逆變器工作原理，并對移相角與輸出各次諧波的幅值，THD的關系做了詳細的理論分析。根據(jù)逆變電源的實際電路

10、結構，推導出了電源的動態(tài)模型，并利用該動態(tài)模型討論系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題，確定了調節(jié)器的設計參數(shù)，同時運用MATLAB對系統(tǒng)進行了仿真。接著以一臺4.5kVA逆變器為例，詳細分析設計了功率電路和控制電路。最后對所設計的裝置進行了試驗，給出了實測數(shù)據(jù)和波形。</p><p>　　通過4.5kVA逆變器的研制，證明了采用移相調壓階梯波合成方案，控制電路簡單，波形質量較好，從而為該技術在大功率場合下的應用做了技術儲備。<

11、;/p><p>　　關鍵詞: 逆變器 階梯波合成 移相調壓 CPLD</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The basic advantages of multilevel inverters with staircase wave superposition technology are its si

12、mplicity for hardware realization and that their switching frequency is lower than a traditional SPWM inverter, which means they have reduced switching losses, increased system efficiency and reduced EMI emission. In pha

13、se-shifted control model, by changing the phase angle of the two inverters, the output required fundamental voltage can be controlled without additional higher order harmonics and </p><p>　　At the point of k

14、eeping the quality of the output waves, staircase wave superposition scheme with phase-shifted control technology has a simple adjusting voltage circuit and the system with this technology has a good reliability. Its pri

15、nciple is analyzed in this paper, and the relation of phase shifted angle, the amplitude of each harmonic content and the THD is also analyzed in detail. Then the system is simulated in MATLAB. In the end，this paper anal

16、yses and designs the power and the control </p><p>　　It is proved that the scheme of the staircase wave superposition technology with phase-shifted control technology has several advantages, through the deve

17、loping of the 2KVA inverter. Its control circuit is very simple, and the quality of the output waves is very high. Accordingly this technology can be taken as a repertory used in high power condition.</p><p>

18、;　　Keywords: Inverter Staircase wave superposition Phase- shift control CPLD</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘 要I</b></p><p>　　AbstractII</p>

19、<p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　1.1電力電子技術概述(1)</p><p>　　1.2大功率逆變器的常用技術方案(5)</p><p>　　1.3本文研究的主要內容(8)</p><p>　　2 移相調壓12階梯波逆變器原理</p><p>　　2.1

20、12階梯波逆變器原理(10)</p><p>　　2.2移相調壓基本原理(14)</p><p>　　2.3移相調壓階梯波逆變器輸出電壓波形分析(15)</p><p>　　2.4移相調壓階梯波逆變器動態(tài)特性研究(20)</p><p>　　2.5小結(30)</p><p>　　3逆變電源主功率電路分析&

21、lt;/p><p>　　3.1概述(31)</p><p>　　3.2主功率電路分析(31)</p><p>　　3.3輸入整流濾波電路(32)</p><p>　　3.4逆變部分電路設計(35)</p><p>　　3.5小結(41)</p><p><b>　　4控制電路

22、部分設計</b></p><p>　　4.1移相調壓控制電路設計(42)</p><p>　　4.2 CPLD及設計工具介紹(44)</p><p>　　4.3 CPLD實現(xiàn)12階梯波逆變器的控制電路(47)</p><p>　　4.4小結(51)</p><p><b>　　5試驗結

23、果</b></p><p>　　5.1試驗結果(52)</p><p>　　5.2結論(57)</p><p><b>　　全文總結(58)</b></p><p><b>　　致 謝(60)</b></p><p><b>　　參考文獻(

24、61)</b></p><p>　　附錄(攻讀學位期間發(fā)表論文目錄)(64)</p><p><b>　　緒論</b></p><p><b>　　電力電子技術概述</b></p><p>　　由于當今社會對電能的普遍應用以及節(jié)約能源的緊迫要求，電力電子技術在國民經(jīng)濟中的地位和作用越來

25、越突出。尤其是80年代以來，電力電子技術取得了飛速發(fā)展，開關器件性能不斷改善，容量不斷增大，以PWM控制為代表的、采用數(shù)字控制的電力電子裝置性能日趨完善。目前，電力電子技術已廣泛應用于機電一體化、電機傳動、新能源、航天、激光、軍事等各個領域，是國家工業(yè)發(fā)展不可缺少的一門基礎和實用技術，它給現(xiàn)代生產(chǎn)和現(xiàn)代生活帶來了深遠的影響[1]。</p><p>　　電力電子技術的構成及發(fā)展</p><p&g

26、t;　　現(xiàn)代電力電子技術是一門新興的高新技術學科，是利用電力電子器件對電能進行控制和轉換的學科。事實上，早在二十世紀初期，電力電子技術就已經(jīng)出現(xiàn)了。但真正意義上的電力電子技術的革命卻開始于1956年美國貝爾實驗室（Bell laboratories）發(fā)明可控硅和1958年GE（General Electric）公司使晶閘管的成功商業(yè)化。從此，電力電子技術開始得到真正的應用與發(fā)展，成為一門新興的學科。1974年，第四屆國際電力電子會議首次

27、提出電力電子技術（或稱電力電子學）的定義，這就是有名的W.Newell定義：電力電子技術是橫跨在電力學、電子學及控制學之間的邊緣學科[2]。</p><p>　　此外，電力電子技術的發(fā)展還與其他許多基礎學科有著緊密的聯(lián)系，如微電子技術、計算機技術、拓撲學、仿真技術、信息處理與通信技術等等。每一門學科或專業(yè)技術的重大發(fā)展和突破都為電力電子技術的發(fā)展帶來了巨大的推動力[3]。</p><p>

28、<b>　　現(xiàn)代電力電子器件</b></p><p>　　當今電力電子器件的發(fā)展速度非常迅速，所謂現(xiàn)代電力電子器件是指以MOS結構為基礎的功率MOSFET、IGBT、MOS控制晶閘管（MCT）、集成門極換流晶閘管（IGCT）、MOS控制整流管（MCD）、功率集成電路（PIC）以及智能功率模塊（IPM）。這些器件的共同特點是開關頻率高、輸入阻抗高、用電壓控制。因此控制電路簡單、驅動功率小、可采

29、用集成驅動電路，從而大大簡化了驅動電路的設計，縮小裝置體積，提高系統(tǒng)的效率和可靠性。</p><p>　　隨著二十世紀電能應用走進了在國民生產(chǎn)生活的每一個角落，電力電子技術得到迅猛的發(fā)展。作為二十一世紀的關鍵技術之一，電力電子技術的應用領域不斷拓寬，其發(fā)展逐漸進入一個日新月異的階段。</p><p>　　作為集電力、電子和控制技術為一體，并以電力電子器件制造為核心的電力電子技術隨著科學技術

30、的發(fā)展又與現(xiàn)代控制理論、材料科學、電機工程、微電子技術等領域密切相關，逐漸成為一門多學科互相滲透的綜合性技術基礎學科。當今許多高新技術均與電能的轉換和控制密切相關，而現(xiàn)代電力電子技術能夠對其進行精確和快速的變換處理，從而成為其他多項高新技術發(fā)展的基礎。電力電子技術的進一步發(fā)展必將導致大幅度降低能耗，節(jié)約用材以及提高效率，并最終為現(xiàn)代社會的生產(chǎn)和生活帶來深遠的影響。</p><p>　　通常認為，1956年第一個晶

31、閘管發(fā)明之日即為電力電子技術誕生之時。在之后的近半個世紀里電力電子技術的發(fā)展大體上可劃分為兩個階段：1957年至1980年稱為傳統(tǒng)電力電子技術階段；1980年至今可稱為現(xiàn)代電力電子技術階段[4]。</p><p>　　現(xiàn)代電力電子技術在器件、電路及控制技術方面與傳統(tǒng)電力電子技術相比有如下的特點：</p><p>　　集成化。幾乎所有全控型器件都由許多單元胞管子并聯(lián)而成，即一個器件是由許多子

32、器件所集成。例如一個1000A的GTO含有近千個單元GTO，一個40A的功率MOSFET由上萬個單元并聯(lián)而成，一個300A的SITH含有5萬個子器件。</p><p>　　高頻化。從高電壓大電流的GTO到高頻率多功能的SIT，其工作頻率已從數(shù)千赫到兆赫，這標志著電力電子技術已進入高頻化時代。目前GTO的工作頻率可達1－2kHz，電力晶體管可達2－5kHz，功率MOSFET可達數(shù)百千赫，SIT則可達10MHz以上。

33、</p><p>　　全控化。電力電子器件實現(xiàn)全控化，也即自關斷化是現(xiàn)代電力電子器件在功能上的重大突破。無論是雙極型器件的GTO，GTR，SITH或單極型器件的功率MOSFET，SIT以及混合型器件IGT，MGT，MCT等都實現(xiàn)了全控化，從而避免了傳統(tǒng)電力電子器件關斷時所需要的強迫換流電路。</p><p>　　電路弱電化、控制數(shù)字化。全控型器件的高頻化促進了電力電子電路的弱電化。PWM電

34、路、諧振變換電路以及高頻斬波電路這些本來用在弱電領域的電路而今又成為電力電子電路的主要形式?？刂七@些電路的技術也逐步數(shù)字化。</p><p>　　多功能化。傳統(tǒng)電力電子器件只有開關功能，多數(shù)用于整流運行。而現(xiàn)代電力電子器件的品種增多、功能擴大、使用范圍拓寬，不但具有開關功能，有的器件還具有放大、調制、振蕩及邏輯運算的功能，因而使電力電子器件多功能化[5]。</p><p>　　電力電子技術

35、變換技術</p><p>　　電力電子技術根據(jù)電能的變換形式不同可以分為四大類[6]：</p><p>　　AC-DC變換器：將交流電能轉換為直流電能，又稱為整流器。主要用于充電、電鍍、電解及直流調速等領域。目前，采用快速自關斷器件的高頻整流器能達到功率因數(shù)接近1，正在逐步取代傳統(tǒng)的相控整流器</p><p>　　1) DC-AC變換器：把直流電能轉換為交流電能，又

36、稱為逆變器。逆變器的輸出可以是恒頻，如恒壓恒頻（CVCF）電源和不間斷電源（UPS）；也可以是變頻，如各種變頻電源、高頻感應加熱、電焊機電源及交流電動機的變頻調速等。當前逆變器發(fā)展中的研究熱點是輸出波形控制技術、高頻鏈技術及軟開關技術等。</p><p>　　2) AC-AC變換器：將交流電源的任一參數(shù)（幅值、相位和頻率）加以轉換，使之變換為另一種規(guī)格的交流電。輸入和輸出頻率保持不變的稱為交流調壓器，頻率發(fā)生變化

37、的稱為周波變換器或變頻器。AC-AC變換器目前仍以相控方式為主，主要用于調溫、調光及低速大容量交流調速系統(tǒng)?；赑WM理論的矩陣變換器（Matrix Converter），能在保持功率因數(shù)1的條件下直接進行大頻率范圍的交流電能變換，但控制比較復雜。</p><p>　　3) DC-DC變換器：用于將一種電壓、電流規(guī)格的直流電變換成為另一種規(guī)格的直流電，又稱為直流變換器或直流斬波器。主要用于直流電壓變換器、開關電源

38、和電車、地鐵、礦車等直流電動機調速。近年來發(fā)展的諧振和準諧振DC-DC變換器能顯著減小功率變換器的開關損耗的開關應力，大大提高了開關電源的工作頻率和功率密度，適應了其向高效率、小型化和低噪聲發(fā)展的要求。</p><p>　　電力電子技術的發(fā)展及應用</p><p>　　眾所周知，電力電子技術的發(fā)展是建立在電力電子器件發(fā)展的基礎上的，根據(jù)電力電子器件的發(fā)展歷程及其應用，電力電子技術的發(fā)展大體

39、可以分為四個階段[7]： </p><p>　　1956年到70年代初為電力電子技術的第一階段（通常也稱為傳統(tǒng)電力電子技術階段）。這一階段的電力電子技術的發(fā)展主要體現(xiàn)在晶閘管（SCR）及其應用上，在此期間，主要針對晶閘管加負門級信號不能關斷的弱點，設計出各式各樣的換向電路，雖然這些電路的結構和工作模式都非常復雜，但是卻在直流電機調速、電焊機、電加熱、高壓直流輸電（HVDC）、感應加熱等領域得到廣泛應用，晶閘管技術

40、及其應用已經(jīng)相當成熟。</p><p>　　70年代中期，大功率GTR、功率MOSFET以及高壓大功率GTO等器件的相繼研制成功，以及這些器件與微處理器的結合使用，極大地促進了電力電子技術的發(fā)展，使電力電子技術進入發(fā)展的第二階段，在這一階段，交流調速技術得到很大發(fā)展，為節(jié)能和機電一體化打下了牢固的技術基礎。</p><p>　　從80年代初開始，各種全控型電力電子器件大量涌現(xiàn)，特別是MOS

41、型絕緣柵雙極晶體管（IGBT）、MOS控制晶閘管（MCT）、集成門極換流晶閘管（IGCT）、功率集成電路（PIC）和智能功率模塊（IPM）的相繼研制成功以及性能的不斷提高，使電力電子技術進入發(fā)展的第三階段，在這個時期，這些新器件與專用集成電路（ASIC）、計算機技術、計算機輔助設計相結合，使電力電子技術得到飛快的發(fā)展。</p><p>　　進入90年代以后，一方面電力電子器件繼續(xù)向大功率、高頻化方向發(fā)展，另一方面

42、各種新的變換器拓撲電路和控制方案層出不窮，特別是對DC-DC變換器、DC-AC變換器、功率因數(shù)校正技術（PFC）、軟開關技術（Soft-Switching）的研究使得電力電子技術的應用范圍更加廣泛和深入。這一階段可以認為是電力電子技術發(fā)展的第四階段。在此階段，電力電子技術綜合了現(xiàn)代電子技術、自動控制技術、計算機（微處理器）技術、電磁技術等，使其真正成為一門多學科邊緣交叉技術。</p><p>　　隨著科技的進一步

43、發(fā)展，二十一世紀電力電子產(chǎn)品發(fā)展的趨勢是：應用技術的智能化；硬件結構的模塊化；軟件控制的數(shù)字化；產(chǎn)品性能的綠色化。從而使未來的電力電子產(chǎn)品性能更加成熟、可靠、經(jīng)濟、實用。</p><p>　　數(shù)字化得到越來越廣泛的應用，顯示出越來越多的優(yōu)點：便于計算機處理和控制，避免模擬信號的傳遞畸變失真，減少雜散信號的干擾（提高抗干擾能力），便于遙感、遙測、遙調，也便于自診斷、容錯等技術的植入，更便于各種現(xiàn)代控制思想、技術的注

44、入[8]。</p><p>　　大功率逆變器的常用技術方案</p><p>　　傳統(tǒng)的大功率逆變器，通常采用SPWM技術、階梯波疊加技術、最優(yōu)SPWM技術、以及逆變器并聯(lián)技術等[9][10]，以下將分別予以分析。</p><p><b>　　SPWM技術</b></p><p>　　SPWM即正弦脈寬調制法，是調制波為正

45、弦波、載波為三角波或者鋸齒波的一種脈寬調制法，如圖1.2所示。</p><p>　　以圖1.3單相逆變器為例，采用如圖1.2所示的SPWM控制方案，在正弦波幅值大于三角波幅值的時候，功率管T1、T4導通；在正弦波幅值小于三角波幅值時，功率管T2、T3導通。</p><p>　　SPWM技術應用于大功率場合，電路簡單，控制和調節(jié)性能好，然而其直流母線電壓利用率不高。如果要得到較好的波形質量，

46、需采用較大的頻率調制比，功率器件的開關頻率較高，對功率管及其緩沖電路要求較高，變換器損耗較大。</p><p><b>　　階梯波合成技術</b></p><p>　　階梯波合成逆變器的輸出波形為階梯波，其階高按正弦變化。階梯波合成的方法很多，對于大功率逆變器常用的方法是將N個依次移相π/N的方波(或準矩形波)疊加合成，稱為移相疊加法。如圖1.4所示，為階梯波合成逆變

47、器通常所采用的功率電路圖。階梯波合成逆變器的諧波含量較低，并且，階梯數(shù)越多，諧波含量越低，故輸出波形質量好。該種逆變器由多個逆變橋構成，每個逆變橋可以均分功率，降低了單個逆變橋功率要求，易于實現(xiàn)較大功率容量。同時，逆變器功率的管開關頻率低，變換器的效率高，可靠性高[12]-[16]。</p><p>　　然而傳統(tǒng)的階梯波合成逆變器本身不具備調壓功能，需要增加一級變換器實現(xiàn)直流環(huán)節(jié)調壓或者通過兩臺逆變器移相調壓。&

48、lt;/p><p><b>　　最優(yōu)SPWM技術</b></p><p>　　最優(yōu)SPWM技術是基于諧波消除原理發(fā)展而成，即通過確定功率管的開關點，從而有選擇地消除某些特定諧波，開關點則預先已經(jīng)計算好，存于存儲器中，通過外部電路，循環(huán)讀取開關點。因此，采用最優(yōu)SPWM技術控制的逆變器，其功率管的開關頻率較低，有利于降低開關損耗，同時直流母線電壓利用率高，波形質量好。其不足

49、之處在于，采用此種技術的逆變器本身無法調壓，為此，可以采用兩種方案[11]。</p><p>　　第一種方案，在系統(tǒng)中添加直流變換器，只要調節(jié)直流變換器的占空比，就可以調節(jié)逆變器輸入端的直流電壓大小，從而調節(jié)交流輸出端電壓幅值大小，達到了調壓的目的。采用該種方案調壓，逆變器輸出波形指標好，但是電路結構復雜，總體效率低。</p><p>　　第二種方案，采用SHEPWM控制方案，即有選擇的消

50、除諧波技術。如圖1.5所示為SHEPWM調制原理圖，從圖中可以看出，此波形的正半周和負半周對稱于零點，是奇對稱，因此在傅利葉級數(shù)中將不含有偶次項和余弦項。只要恰當?shù)倪x擇，就可以使諧波中的某些特定次數(shù)諧波幅值為零，從而達到移消除特定低次諧波的目的。</p><p>　　如圖1.6所示，以半橋式逆變器電路為例，控制上下兩功率管使輸出電壓為圖1.5所示波形，即可消除特定的低次諧波。</p><p&g

51、t;　　對于圖1.6所示電路，系統(tǒng)輸出電壓波形的傅利葉分解形式為:</p><p><b>　　。因此</b></p><p><b>　　（1-1）</b></p><p>　　由式(1-1)可以看出，若要消除某些特定的低次諧波，只要讓相應的諧波幅值為零，可以利用計算機求解相應的各開關角，同時保證基波幅值為常數(shù)。針對不同

52、的輸入電壓可以得到不同的開關角。將所有這些開關角存于計算機中，根據(jù)輸入輸出電壓的不同，選擇不同的開關角，就可實現(xiàn)調壓。</p><p>　　根據(jù)以上分析，可以看出，利用SHEPWM調壓，波形質量好，控制簡單，然而開關點存儲量大，并且調壓不連續(xù)。</p><p><b>　　逆變器并聯(lián)技術</b></p><p>　　大功率逆變器還可以通過逆變器

53、并聯(lián)得到，即以多臺較小功率逆變器的并聯(lián)來實現(xiàn)系統(tǒng)輸出大功率的要求。逆變器并聯(lián)的實現(xiàn)，關鍵是要解決輸出的同步和均流問題。兩臺或多臺逆變器投入運行時，要求互相間及與系統(tǒng)輸出正弦交流電壓的幅度、頻率、相位一致或小于容許誤差時才可進行，否則可能導致并聯(lián)失敗。同時并聯(lián)運行的逆變器單元必須能夠均衡負擔負載的有功和無功功率，即均流包括有功和無功均流。從以上分析可知，多臺逆變器并聯(lián)以實現(xiàn)系統(tǒng)大功率輸出，控制系統(tǒng)復雜，工程上實現(xiàn)較為困難[11]。<

54、/p><p><b>　　本文研究的主要內容</b></p><p>　　前面談到，SPWM逆變器方案其直流母線電壓利用率不高，功率器件的開關頻率較高，對功率管及其緩沖電路要求較高，變換器損耗較大，效率低，電磁兼容性差。用最優(yōu)SPWM技術控制的逆變器，其功率管的開關頻率較低，同時直流母線電壓利用率高，波形質量好，然而最優(yōu)SPWM需要計算復雜的開關角，并且調壓不連續(xù)。在大功

55、率逆變器電路中，移相調壓階梯波合成方案能夠很好的解決這些問題。</p><p>　　本課題對移相調壓階梯波逆變器進行研究。詳細介紹了階梯波逆變器原理，分析其優(yōu)缺點，并基于此，研究了移相調壓技術在這種合成逆變器中的應用，實現(xiàn)了系統(tǒng)較高電磁兼容性和比較理想的動態(tài)性能。本文主要內容如下：</p><p>　　1) 移相調壓12階梯波逆變器原理</p><p>　　對多重疊

56、加12階梯波逆變器原理做了理論上分析，詳細介紹了多重疊加和諧波消除原理，以及移相調壓的控制方式。并在此基礎上，分析了移相調壓階梯波合成逆變器模型結構，設計出電壓調節(jié)器，給出了整個系統(tǒng)動態(tài)仿真波形。</p><p>　　2) 逆變電源主功率電路分析</p><p>　　根據(jù)理論進行了逆變器主電路部分設計，給出了詳細設計參數(shù)。</p><p>　　3) 控制電路部分設計

57、</p><p>　　進行了控制電路部分設計，利用CPLD設計了兩組逆變器的驅動信號系列，并給出了詳細的仿真波形。</p><p><b>　　4) 實驗結果</b></p><p>　　對設計裝置進行了功能性試驗，給出了實測波形和諧波分析數(shù)據(jù)。</p><p><b>　　5) 全文總結</b>&

58、lt;/p><p>　　全文最后，對所提出電路的功能特點進行了總結。</p><p>　　移相調壓12階梯波逆變器原理</p><p>　　12階梯波逆變器原理</p><p>　　三相逆變電路是電力電子變流器的一種形式，它的的作用是將直流DC電壓變換為交流三相電壓，目前三相逆變的主電路電路拓撲主要有三相橋式逆變器，三相半橋逆變器、三相四橋臂逆變

59、器、組合式三相逆變器和多重疊加式的逆變器等[23]。</p><p>　　其中，多重疊加式三相逆變器的原理是對幾個輸出電壓相同的逆變器，使它們依次錯開相同的相位角，然后把它們疊加起來消除某些諧波，形成三相正弦的輸出。它的優(yōu)點是開關管的工作頻率就是所需電源的頻率，因此，開關損耗少，電源的效率高[16][18][19]。其電路原理圖如下</p><p>　　單臺三相全橋逆變器，若上下橋臂為18

60、0o互補開關，則輸出線電壓為120o準方波，其傅立葉展開式為：</p><p><b>　　(2-1) </b></p><p><b>　　其中</b></p><p><b>　　(2-2) </b></p><p>　　即此方波僅含基波和奇次諧波，且不含零序諧波。將此方波

61、移相角時，則得到電壓的傅立葉展開式：</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p>　　采用m個這樣的120o方波通過輸出變壓器疊加在一起，（即m個通道疊加），則得到的合成輸出電壓為：</p><p><b>　　(2-4) </b></p><p><b>　　(2-5

62、)</b></p><p>　　Ai為變壓器變比，則第n次諧波電壓</p><p><b>　　(2-6)</b></p><p><b>　　(2-7)</b></p><p><b>　　(2-8)</b></p><p>　　通過控制A

63、i和，可以使成立，即抵消了該低次諧波，這就是“諧波抵消”原理。</p><p>　　若選用對稱電壓進行疊加，式自然成立。所以只要令成立即可。</p><p>　　如果要消除5次諧波，可以用3個120o方波疊加，每個方波相位差，設方波1的相位為0o，方波2和3變比分別相同，如圖2.2，則合成電壓的基波、5次諧波的幅值為：</p><p><b>　　(2-9

64、)</b></p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　令U5＝0，又考慮當輸入直流電壓為E時，輸出基波幅值為U1m，可列出基波的方程式U1＝U1m。解式（2-9）和（2-10）兩個方程，可以確定變比A1、A2。</p><p>　　由方程組可以看出，當對稱電壓疊加時，m個方程可確定m個變比，串聯(lián)繞組數(shù)為2

65、m－1，實際可以抵消諧波次數(shù)為m－1個。</p><p>　　在方程中以代替n，其中 ，可得</p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　說明當n次諧波被抵消的同時，次諧波也被抵消，即7次諧波也不存在了。</p><p>　　在三相系統(tǒng)中，為了實現(xiàn)以上準矩形波疊加，一般采用兩個全橋

66、逆變器。在一個周期內參與疊加的矩形波脈沖數(shù)為12個，并且可以抵消次諧波，因此將其定義為12階梯波逆變器。</p><p>　　以上結論可以引申得到另一個結論：由于基波沒有被抵消，則次諧波也沒有除掉，剩余諧波的單次諧波含量不會變化。以上例中的11次諧波為例驗證。設用于疊加的準矩形波中11次諧波的幅值為E11，則11次諧波的單次諧波含量SHD為E11/E1。合成后，11次諧波的幅值為</p><p

67、><b>　　(2-12)</b></p><p>　　可得 (2-13)</p><p>　　可見合成后的11次諧波的單次諧波含量與E11/E1有關，而和E11、E1具體大小無關，所以這個結論適用于任何波形的疊加合成。</p>

68、<p>　　在12階梯波逆變器中，為消除5次諧波，由式（2-12）可得：</p><p>　　(2-14)即 (2-15)</p><p>　　得，以圖2.1的A相為例，取變比為的倍，同時下組逆變橋滯后上組，于是如圖2.2所示，、、便疊加成A相的12階梯波。</p><p><b>　　的基波分

69、量有效值為</b></p><p><b>　　(2-16)</b></p><p>　　第n次諧波的有效值為，</p><p><b>　　(2-17)</b></p><p>　　n次諧波的幅值僅為基波幅值的1/n，而最低次諧波為11次，故最低次諧波僅為基波幅值的。圖2.3為MAT

70、LAB仿真軟件對12階梯波進行的諧波分析，可以看出疊加后消除了7、17、19、次諧波，只剩11次、13次、23、25次等。</p><p><b>　　移相調壓基本原理</b></p><p>　　12階梯波合成逆變器其自身無調壓能力，無法形成有效的電壓閉環(huán)控制。本課題提出采用移相調壓的方法，實現(xiàn)系統(tǒng)輸出電壓可調，達到穩(wěn)定輸出電壓幅值的目的。</p>&

71、lt;p>　　移相調壓技術是將多臺逆變器通過變壓器申聯(lián)，通過調節(jié)它們輸出電壓的相位差角，達到穩(wěn)定系統(tǒng)輸出電壓的要求[24][25]。兩組輸出電壓間基波的相位差為2α，如圖2.4，則輸出電壓為</p><p><b>　　(2-18)</b></p><p><b>　　(2-19)</b></p><p>　　可見，

72、在調壓的時候，α的增大或減小，即 U01 、U02 的相位拉開或靠攏，只引起U0幅值的變化，相位不會變化。</p><p>　　移相調壓階梯波逆變器輸出電壓波形分析</p><p>　　兩臺逆變器串聯(lián)疊加可以有兩種電路形式，一是逆變橋輸出通過變壓器后串聯(lián)疊加再經(jīng)濾波器輸出，即所謂先串聯(lián)后濾波電路，如圖2.5；另一種是逆變橋輸出通過變壓器后先濾波再串聯(lián)，即所謂先濾波后串聯(lián)電路，如圖2.6所示

73、。采用移相調壓技術，在兩臺逆變器各自輸出的基波電壓進行移相疊加時，各次諧波電壓也同時在疊加，</p><p>　　因而系統(tǒng)輸出的電壓波形中，各次諧波電壓幅值也將隨移相角的變化而變化。</p><p>　　先串聯(lián)后濾波電路的諧波分析</p><p>　　如圖2.5所示電路，系統(tǒng)以直流母線電壓Ud中點電壓為參考點時，輸出波形即為12階梯波。系統(tǒng)變壓器連接為△/Y形連接，

74、變壓器原邊線電壓的n次諧波[26]。</p><p><b>　　(2-20)</b></p><p>　　同樣，可以推得逆變器B變壓器原邊對應的線電壓的n次諧波，</p><p><b>　　(2-21)</b></p><p>　　當系統(tǒng)進行移相調壓時，由圖2.4移相調壓原理圖可知</p&

75、gt;<p><b>　　(2-22)</b></p><p><b>　　(2-23)</b></p><p>　　其中，N為變壓器變比，，為方便計算，本章（除仿真外）均取N＝1。</p><p>　　由式(2-23)可以看出，疊加后的波形，理論上將只含有6k±1 (k=3,4,5...)次以上的

76、諧波，即含有11次、13次、17次、19次等諧波。同時，由于移相角α的存在，</p><p>　　使得系統(tǒng)輸出波形中的各次諧波幅值將隨α角的變化而變化。圖2.7示出了基波、11、13、17和19次諧波幅值隨α角變化情況，其中，基波及各次諧波幅值均取，即相對直流母線電壓的標么值，α值用弧度表示。</p><p>　　由上圖可以看出，當移相角α變化時，基波及各次諧波幅值變化是一余弦變化曲線。&

77、lt;/p><p>　　移相角α不僅影響各次諧波幅值，同時，也對系統(tǒng)輸出電壓的總諧波含量THD有影響?？紤]輸出端采用Γ型濾波器，其等效電路如圖2.8所示，</p><p>　　經(jīng)過輸出濾波器后，若逆變器空載，即負載阻抗。，對于n次諧波有:</p><p><b>　　(2-24)</b></p><p><b>　

78、　其中，</b></p><p><b>　　(2-25)</b></p><p>　　設濾波器的諧振頻率，則濾波后基波及各次諧波幅值隨α角變化情況如圖2.9所示。從圖中可以看出，經(jīng)過濾波器后，高次諧波得到了較大的抑制。由圖2.10可以看出，THD隨著α角的變大而呈現(xiàn)震蕩型的增大。當移相角α較小時，移相調壓12階梯波逆變器的直流母線電壓利用率較高。當要求輸

79、入電壓在±10%范圍內變化時，空載時若設計額定工作點為α＝0.54；當輸入電壓最高時，α=0.66；在最低輸入電壓時，α＝0.26。在此區(qū)間內，THD值小于2%，可以滿足通常的技術指標要求。</p><p>　　應用MATLAB軟件，對該系統(tǒng)進行了仿真研究。如圖2.11為先串聯(lián)后濾波電路的仿真波形,其移相角為α＝0.54。</p><p>　　先濾波后串聯(lián)電路諧波分析</p

80、><p>　　圖2.6所示電路中，A組逆變器輸出的電壓先經(jīng)過交流濾波器的濾波，然后再進行移相疊加。對于此種電路，如前分析，系統(tǒng)空載時，</p><p>　　其中，K與前述中含義一樣。進行移相疊加時，則</p><p>　　N同前述，為變壓器變比。比較上述兩種功率電路所對應的分析，對于系統(tǒng)輸出端而言，兩種功率電路對諧波的抑制在理論上是一樣的。</p><

81、;p>　　同前述分析，系統(tǒng)輸出n次諧波電壓( N為變壓器變比)。由此可以得出，對于兩種不同的功率電路在空載時，THD隨移相角α變化曲線是一致的。</p><p>　　同樣用MATLAB軟件，對該系統(tǒng)進行了仿真研究。如圖2.12為先濾波后串聯(lián)電路的仿真波形,其移相角也取α＝0.54。</p><p>　　移相調壓階梯波逆變器動態(tài)特性研究</p><p>　　移相

82、調壓階梯波逆變器的動態(tài)模型</p><p>　　為了研究系統(tǒng)穩(wěn)定性和動態(tài)性能,對系統(tǒng)進行了小信號分析。首先建立系統(tǒng)的數(shù)學模型,為了便于建模分析,同時保證模型的合理有效,做如下假設：①假設系統(tǒng)在某一時刻已經(jīng)穩(wěn)定,輸入給定發(fā)生微小變化Ugr,考察系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能；②所有元件都是理想的，無寄生參數(shù)，功率管的開關在瞬間完成，并忽略上下管的死區(qū)時間；③輸出電壓為正弦波，忽略所有諧波，并忽略濾波器對基波的延遲[24]。

83、根據(jù)系統(tǒng)的構成，可以得到如圖2.13所示的功能框圖。下面具體分析各部分等效模型。</p><p><b>　　1) 電壓調節(jié)器</b></p><p>　　電壓調節(jié)器實際上是一個PI調節(jié)器，其傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(2-26)</b></p><p>　　其中比例系數(shù)，積分時間，,

84、結構圖如下</p><p><b>　　2) 比較器</b></p><p>　　圖2.15為鋸齒波比較交截產(chǎn)生前后組相位差原理，由圖不難推得</p><p><b>　　(2-27)</b></p><p>　　因此，比較器輸出脈寬與輸入電壓成正比。</p><p>　　在

85、本系統(tǒng)中，鋸齒波頻率很低，為800Hz，如果Up發(fā)生變化，要等到下一次鋸齒波交截才會發(fā)生變化，即存在時間上的延遲。平均半周期調整一次，調節(jié)緩慢，可以將其等效為一個較大的慣性環(huán)節(jié)[27]，慣性環(huán)節(jié)時間常數(shù)取半周期的長度即0.625ms。</p><p>　　因此鋸齒波交截拉氏變換的模型如圖2.16，其中，。</p><p>　　3) 脈沖系列生成器</p><p>　

86、　由于本系統(tǒng)擬用計數(shù)器對移相信號進行對應的系列脈沖生成，通過計數(shù)器實現(xiàn)，所以也存在著時間上的延遲。也可以將其等效為一個慣性環(huán)節(jié)，慣性環(huán)節(jié)時間長數(shù)取取1/3周期的長度即＝0.417ms。脈沖系列生成器拉氏變換的模型如圖2.17。</p><p><b>　　4) 逆變電路</b></p><p>　　前后兩組逆變器可等效為一個比例環(huán)節(jié)，各管占空比固定，比例系數(shù)kE正比于

87、輸入電壓Ud和變壓器變比，額定輸入電壓時的kE＝46，取其為該環(huán)節(jié)的比例系數(shù)。結構圖如圖2.18。</p><p>　　調節(jié)前后組逆變器輸出電壓的相位差可以調節(jié)輸出電壓的大小。原理如圖2.19</p><p><b>　　即，其中</b></p><p>　　由于cos是超越函數(shù)，不能進行拉氏變換?？紤]將cos在一定條件下線性化[27]。由于假

88、定①，系統(tǒng)已經(jīng)穩(wěn)定，如果此時電壓給定有微小變化ugr，變化不大，設系統(tǒng)原來穩(wěn)定在，由泰勒級數(shù)可知</p><p><b>　　(2-28)</b></p><p>　　拉哥朗日型余項是高階無窮小，可忽略。對上式進行拉氏變換，可得</p><p><b>　　(2-29)</b></p><p>　　

89、即移相調壓等效為一個比例環(huán)節(jié)。</p><p>　　輸入電壓為530V的額定值時，，取。綜合起來可以得到逆變電路的結構圖如圖2.21。</p><p><b>　　5) 反饋環(huán)節(jié)</b></p><p>　　三相輸出電壓經(jīng)取樣、整流、濾波得到反饋電壓Uf，反饋環(huán)節(jié)的原理電路如圖，可以等效為一個慣性環(huán)節(jié)，如圖。三相整流后得到六波頭的饅頭波，脈動頻

90、率為，濾波時間常數(shù)應大于3倍的脈動周期，因此Tf＝1.25ms。另外反饋放大倍速為反饋變壓器的變比與分壓比例的乘積，實際取kf＝0.0217。</p><p>　　綜上所述，系統(tǒng)的動態(tài)模型結構如圖。</p><p>　　移相調壓階梯波逆變器的參數(shù)設計及動態(tài)特性研究</p><p><b>　　系統(tǒng)開環(huán)傳函為</b></p><

91、;p><b>　　(2-30)</b></p><p><b>　　閉環(huán)傳遞函數(shù)如下</b></p><p><b>　　(2-31)</b></p><p><b>　　1）系統(tǒng)穩(wěn)定性分析</b></p><p><b>　　系統(tǒng)的特征方

92、程為：</b></p><p>　　(2-32)整理得：</p><p><b>　　(2-33)</b></p><p><b>　　列出如下勞斯表：</b></p><p>　　可以根據(jù)勞斯判據(jù)判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性條件，勞斯表第一列為正[28]，得出：</p><p&g

93、t;<b>　　(2-34)</b></p><p>　　整理得：。因此，只要積分常數(shù)Ti大于0.159ms，且比例系數(shù)kp小于128.7，系統(tǒng)就能夠穩(wěn)定。</p><p>　　2）系統(tǒng)PI參數(shù)設計</p><p>　　電壓調節(jié)器的參數(shù)對系統(tǒng)的動態(tài)性能有直接影響。選擇適當?shù)腜I參數(shù)可使系統(tǒng)具有良好的性能。分別固定kp或Ti時變化另一個參數(shù),可以

94、做出系統(tǒng)的伯德圖。</p><p>　　表2.1列出了不同kp、Ti參數(shù)下的系統(tǒng)分析結果,表2.2列出不同時間常數(shù)時的系統(tǒng)性能。</p><p>　　比較表2.1和表2.2的數(shù)據(jù)，可以得出如下結論：</p><p>　　a)小PI調節(jié)器的比例系數(shù)或增加積分時間可以增加系統(tǒng)的相角裕度，使系統(tǒng)易于穩(wěn)定；</p><p>　　b)小比例系數(shù)或增加積

95、分時間的同時，系統(tǒng)的截止頻率也減小，即降低了系統(tǒng)的響應速度；</p><p>　　c)因此，在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，提高系統(tǒng)的增益，可以加快系統(tǒng)響應速度。</p><p>　　d)提高系統(tǒng)相應速度的同時，系統(tǒng)可能出現(xiàn)超調?？紤]到輸出對后級的負載可能造成損害，應限制超調，所以要求相對較大的相角裕度。</p><p>　　當然，由于在建模過程中忽略了許多次要因素，有的參數(shù)取

96、了近似值，模型建立并不精確。仿真并不能代替試驗調試，仿真目的是為選擇電壓調節(jié)器參數(shù)提供理論依據(jù)及取值范圍，指導電路參數(shù)選擇。根據(jù)前面分析結果，初步確定電壓調節(jié)器的參數(shù)為比例系數(shù)kp＝5，積分時間Ti＝1.6ms。</p><p>　　3）系統(tǒng)動態(tài)特性研究</p><p>　　根據(jù)上面的設計參數(shù)，就可以對整個系統(tǒng)進行仿真研究。本設計的移相疊加三相逆變器三相之間具有相對獨立性，因此單相系統(tǒng)的動

97、態(tài)性能便能夠反映出整個三相系統(tǒng)的動態(tài)特性[17][20]。系統(tǒng)使用MATLAB的SINMULINK工具箱進行仿真，利用負載擾動可以觀測系統(tǒng)動態(tài)響應[29][30]，圖2.26顯示負載從10％突加到100％的輸出電流電壓波形，圖2.27為負載從100％突減到10％的輸出電流電壓波形。從中可以看出，系統(tǒng)調節(jié)速度很快，超調量很小，因此本系統(tǒng)對負載擾動具有較好的動態(tài)特性。</p><p>　　圖2.28為母線電壓突減10

98、％（從530V到477V）輸出電壓波形，圖2.29為給定電壓突加10％（從115V到126.5V）輸出電壓波形，可以看出，兩個過程輸出電壓調節(jié)時間都比較長，近300ms，實際系統(tǒng)具有直流電容，能較好的抑制母線波動，從而減少輸出電壓波動。</p><p><b>　　小結</b></p><p>　　主要講述了多重疊加12階梯波逆變器的原理及移相調壓工作方式，并對移相角

99、與輸出各次諧波的幅值，THD的關系做了詳細的理論分析。根據(jù)逆變電源的實際電路結構，提出了電源的動態(tài)模型，并利用該動態(tài)模型討論系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題，確定了調節(jié)器的設計參數(shù)，同時運用MATLAB對系統(tǒng)進行了仿真。</p><p>　　經(jīng)過理論分析，推導出12階梯波逆變器能消除5、7次諧波，使系統(tǒng)最低次諧波為11次，通過移相調壓，可以連續(xù)改變輸出基波電壓幅值大小。對系統(tǒng)建模分析，從而設計出電壓調節(jié)器，通過仿真，驗證了校正后

100、的系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能，為后面設計逆變電源提供了理論指導。</p><p>　　逆變電源主功率電路分析</p><p><b>　　概述</b></p><p>　　移相調壓階梯波逆變器主要由以下幾部分組成：輸入整流濾波電路；兩組12階梯波逆變和驅動電路；輸出濾波器；輸出變壓器等。輸出變壓器采用△/Y連接，采用先疊加后濾波的結構形式。下面一臺

101、4.5kVA，400HZ，115V輸出三相逆變器為例進行分析設計。</p><p><b>　　主功率電路分析</b></p><p>　　如圖3.1所示，本設計指標為,輸入三相交流電：380V±10％，頻率50Hz；輸</p><p>　　出三相交流電壓：115±2V（相電壓），頻率400Hz；輸出功率：4.5kVA；功率

102、因數(shù)0.8。</p><p><b>　　輸入整流濾波電路</b></p><p>　　為了提高設備的電磁兼容性能，減少網(wǎng)側輸入電流諧波，本設計采用自耦變壓器的12相整流電路，它能夠有效消除輸入電流中的5次、7次、17次、19次等諧波，并且大大減小了整流變壓器的等效容量[31]-[33]。傳統(tǒng)的12相整流電路中變壓器的等效容量為1.03，而這種方案將其等效容量減小到了

103、0.18[34]。同時，在網(wǎng)側加入EMC濾波器，吸收較高頻率諧波。由于采用12相整流電路，兩組整流橋之間需加入平衡電抗器。為減少直接上電對直流母線電容沖擊，整流輸出和整流母線之間濾波加入了限流充電電路。</p><p>　　12相整流自耦變壓器Tz的設計</p><p>　　12相整流自耦變壓器Tz結構示意圖3.2,電壓矢量圖如圖3.3所示。</p><p><

104、;b>　　整流輸出母線電壓</b></p><p><b>　　(3.1)</b></p><p>　　取530V，本設計功率為4.5kVA，設逆變部分效率為85％，則</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　以A相為例，兩個小繞組電流,電壓為</

105、p><p><b>　　(3-3)</b></p><p><b>　　大繞組電流</b></p><p><b>　　(3-4)</b></p><p>　　電壓為線電壓380V。</p><p><b>　　變壓器總容量為</b>&

106、lt;/p><p><b>　　(3-5)</b></p><p>　　等效容量。本實驗中所使用的自耦變壓器為三個單相工頻三繞組變壓器連接而成，因此每個等效容量為三分之一，即326W。根據(jù)功率選擇工頻變壓器鐵心為。鐵心磁心面積Sc查變壓器手冊得，空載磁感應強度為1.8T[36]。計算得初級每伏匝數(shù)</p><p><b>　　(3-6)&

107、lt;/b></p><p>　　取輸入電壓＋10％時計算，則原方匝數(shù)為,選取1240匝由自耦變壓器繞組匝比的關系可得副方匝數(shù)</p><p><b>　　(3-7)</b></p><p><b>　　平衡電抗器Lp設計</b></p><p>　　在雙電源或者并聯(lián)對負載供電時，只有當兩個電

108、源的電壓平均值和瞬時值都相等，才能使負載電流完全平均分配[35]。雖然這里A、B兩組整流橋的輸出電壓波形是相同的，但由于它們的波形依次相差，所以其瞬時值是不相等的。加了平衡電抗器以后，任何時刻兩組整流橋輸出的電壓差在平衡電抗器兩個繞組上各降壓一半，使兩個整流橋同時導電并共同承擔電流，其結果是整流橋中每個二極管導電時間延長了一倍，而電流卻只輸出1/2的負載電流。</p><p><b>　　電抗器電壓有效

109、值</b></p><p><b>　　(3-8)</b></p><p><b>　　容量為</b></p><p><b>　　(3-9)</b></p><p>　　同樣可取工頻變壓器鐵心為。電抗器電壓VL的最大值VLm可由圖求得</p><

110、;p><b>　　(3-10)</b></p><p><b>　　環(huán)流最大值</b></p><p><b>　　(3-11)</b></p><p>　　整流電路電流連續(xù)的條件是</p><p><b>　　(3-12)</b></p>

111、;<p><b>　　因此可得</b></p><p><b>　　(3-13)</b></p><p>　　選擇實驗室現(xiàn)有平衡電抗器為L1為17.3mH，滿足以上條件。</p><p><b>　　直流濾波電容Cd</b></p><p>　　在設計濾波器時，我

112、們考慮逆變器的輸入直流電壓不能有太大波動，我們將</p><p>　　其限定于在12相整流輸出電壓脈動周期中(1.67ms)，直流電壓的脈動不得大于10V，</p><p>　　負載端帶額定負載時的直流端平均輸入電流10A，則由于</p><p><b>　　得</b></p><p><b>　　(3-14)

113、</b></p><p>　　當逆變部分不工作時，即負載電流為0，此時平衡電抗器中無電流流過，因此電抗器工作狀態(tài)發(fā)生了改變。如圖3.3所示，和成為給電容充電的最高電壓，其值，當輸入電壓上浮10％時，此時母線電壓為660V，這便是母線最高電壓。實驗室現(xiàn)有4700uF/450V的電容，故用兩個并聯(lián)然后再串聯(lián)，一共4個，容值為4700uF，同時每組電容和2M的電阻Rj相并聯(lián)，用以均衡電壓。</p>

114、;<p><b>　　預充電電路設計</b></p><p>　　設備上電時，電容電壓為0，晶閘管截止，整流輸出通過限流電阻給電容充電，設計預充電時間為2S，則RC約為0.8S，</p><p><b>　　(3-15)</b></p><p><b>　　電阻功率為：</b></

115、p><p><b>　　(3-16)</b></p><p>　　實際選取兩組7個510Ω的3W電阻并聯(lián)再串聯(lián)。阻值145.7Ω，功率為42W，其短時功率可達15倍以上，即630W，基本可用。</p><p>　　過載100％時直流電流約20A，目線電壓最高660V，故晶閘管VT選取25A/1200V。</p><p>&l

116、t;b>　　逆變部分電路設計</b></p><p>　　系統(tǒng)輸出變壓器采用△/Y連接，可以消除三次諧波，并且引出中線。輸出濾波器采用相對簡單的先疊加后濾波的結構形式。根據(jù)負載特性可以設計出輸出濾波器參數(shù)，再根據(jù)直流母線和濾波器輸入端數(shù)據(jù)便可設計出輸出變壓器。</p><p><b>　　輸出濾波部分設計</b></p><p&g