2017畢業(yè)論文-基于ob2532的led恒流源驅(qū)動設(shè)計

1、<p>　　基于OB2532的LED恒流源驅(qū)動設(shè)計</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　與人們?nèi)粘Ｉ钕⑾⑾嚓P(guān)的照明技術(shù)已經(jīng)延續(xù)了一百多年的發(fā)展，近年來LED作為一種較新的電光源，有著高效、耐用、安全等優(yōu)點，在照明領(lǐng)域有著非常廣闊的應(yīng)用前景。</p><p>　　LED 器件對驅(qū)動電源的要求近乎于苛刻，需要設(shè)

2、計復(fù)雜的變換電路，不同用途的LED 燈，要配備不同的電源適配器。國外客戶對LED驅(qū)動電源的效率轉(zhuǎn)換、有效功率、恒流精度、電源壽命、電磁兼容的要求都非常高，因為電源在整個燈具中的作用就好比像人的心臟一樣重要。</p><p>　　本論文主要研究LED恒流源驅(qū)動電路，對常見的恒流源驅(qū)動電路進行了比較，通過對比選擇出較好的電路拓撲結(jié)構(gòu)，然后進行電路設(shè)計，相關(guān)元器件參數(shù)的選擇，與最后電路的調(diào)試工作，最后形成成品，對所遇見

3、的問題進行分析解決。</p><p>　　關(guān)鍵詞：LED 開關(guān)電源 SEPIC電路 恒流源</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　Lighting technology, which is closely related to our daily life, has developed for more t

4、han one century. In recent years, LED(light-emitting diode), due to its high efficiency, durability, and security, has had an extensive application in the field of lighting.</p><p>　　The requirements of driv

5、e power on LED device is demanding: we need to design complex inverters, besides, we need to prepare different power adapter for LEDs of different usages. For foreign customers, they set a high standard on LED drive powe

6、r’s conversion efficiency, effective power, constant current accuracy, battery life and electromagnetic compatibility, because they know that the power supply plays a vital role in the whole light.</p><p>　　

7、This paper mainly focused on the drive circuit of LED constant current source, compared different common drive circuits and selected the circuit topology which has higher efficiency. Then we carried on the circuit design

8、 and selected the parameters of related components. Finally, we tested the circuit, made out the product and discussed problems occurred during the test.</p><p>　　Key Words: LED Switching Power Supply SEPI

9、C constant current source</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘要</b></p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p

10、><p>　　1.1本課題研究的目的意義1</p><p>　　1.2 LED發(fā)光原理2</p><p>　　1.3 LED驅(qū)動電源的使用現(xiàn)狀2</p><p>　　1.4 LED驅(qū)動電源面臨的問題3</p><p>　　1.5 LED驅(qū)動電源的展望3</p><p>　　1.6論文的主要

11、工作4</p><p>　　第二章 LED驅(qū)動電源工作原理5</p><p>　　2.1 PWM調(diào)制簡介5</p><p>　　2.2 控制方式5</p><p>　　2.3恒壓和恒流的選擇8</p><p>　　2.4 DC-DC功率變換電路概述11</p><p>　　第三章開關(guān)

12、電源設(shè)計過程17</p><p>　　3.1芯片介紹17</p><p>　　3.2提高單片開關(guān)電源效率的方法21</p><p>　　3.3 EMC設(shè)計23</p><p>　　3.4電路參數(shù)的計算25</p><p>　　3.5變壓器繞法29</p><p>　　3.6測試數(shù)據(jù)

13、29</p><p><b>　　第四章 結(jié)論35</b></p><p><b>　　參考文獻37</b></p><p><b>　　致謝38</b></p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　

14、1.1本課題研究的目的意義</p><p>　　LED（Lighting Emitting Diode）照明即是發(fā)光二極管照明，它是一種節(jié)能、環(huán)保、快速、多色彩、長壽命的新型光源，它將成為未來照明的發(fā)展趨勢，但由于其對電源的穩(wěn)定性要求很高，所以就需要各種驅(qū)動電路配合才能達到高的發(fā)光效率。LED的壽命和電源有很大的關(guān)系，電源供電不穩(wěn)定，將會導(dǎo)致LED發(fā)光效率降低，壽命縮短，顏色發(fā)生變化，甚至燒毀，所以驅(qū)動電路將會成

15、為LED照明發(fā)展的瓶頸，同時也是從事LED照明企業(yè)的技術(shù)難題，如果不能很好的掌握這項技術(shù)，就會被淘汰，喪失市場份額從而導(dǎo)致虧損的惡性循環(huán)。所以說對驅(qū)動電路的研究是至關(guān)重要的。</p><p>　　本課題研究是為了推動LED更接近被主流普通照明市場所采用，設(shè)計出好的電源驅(qū)動會有助于提高LED的發(fā)光效率，降低照明產(chǎn)品的制造成本，這都是大勢所趨，因為LED照明產(chǎn)業(yè)正在持續(xù)走熱，其中最主要的推動因素是各國政府對節(jié)能環(huán)保新

16、能源產(chǎn)業(yè)的日益重視和大力扶持。無論是09年閉幕的哥本哈根世界氣候大會，還是當前世界許多國家應(yīng)對金融危機的重要舉措，扶持發(fā)展新能源始終處于決定性的重要地位。所有跡象表明新能源將是近代基于低碳經(jīng)濟的一場技術(shù)革命。未來新能源產(chǎn)業(yè)的價值鏈將圍繞新能源收集和新能源利用，更有效的收集和開拓新能源的新應(yīng)用會為各領(lǐng)域開拓新的價值增長點，如LED照明。在這里必須提出的一點是，在太陽能系統(tǒng)中，為了把電能并入電網(wǎng)，需要用逆變器把直流電變成交流電，當照明負載為

17、直流時無需使用(如LED照明)，目前已經(jīng)有太陽能直接供電的LED照明系統(tǒng)，相信這個趨勢將在未來得到更多應(yīng)用，從這點上看，DC-DC功率變換器研究的價值很高，會為我們節(jié)省很多資源。</p><p>　　本課題所研究的就是一種LED恒流源驅(qū)動，通過對SEPIC和FLYBACK電路的研究與分析，對比兩者優(yōu)缺點，選擇出更適合應(yīng)用實際的電路。</p><p>　　1.2 LED發(fā)光原理</p&

18、gt;<p>　　圖1-1 LED發(fā)光原理圖</p><p>　　LED（Light Emitting Diode），發(fā)光二極管，是一種固態(tài)的半導(dǎo)體器件，它可以直接把電轉(zhuǎn)化為光。LED的心臟是一個半導(dǎo)體的晶片，晶片的一端附在一個支架上，一端是負極，另一端連接電源的正極，使整個晶片被環(huán)氧樹脂封裝起來。半導(dǎo)體晶片由兩部分組成，一部分是P型半導(dǎo)體，在它里面空穴占主導(dǎo)地位，另一端是N型半導(dǎo)體，在這邊主要是電

19、子。但這兩種半導(dǎo)體連接起來的時候，它們之間就形成一個P-N結(jié)。當電流通過導(dǎo)線作用于這個晶片的時候，電子就會被推向P區(qū)，在P區(qū)里電子跟空穴復(fù)合，然后就會以光子的形式發(fā)出能量，這就是LED發(fā)光的原理。而光的波長也就是光的顏色，是由形成P-N結(jié)的材料決定的。 </p><p>　　1.3 LED驅(qū)動電源的使用現(xiàn)狀</p><p>　　標準電燈正在經(jīng)歷一場革命。出于保護能源和應(yīng)對全球氣候變暖的考慮

20、，美國一些州和其它一些國家開始禁止使用低能效的白熾燈泡。各種新技術(shù)正紛紛被用于替換白熾燈泡，其中緊湊型真空熒光燈(CFL)是主要替代方案。盡管這種CFL燈的功耗僅為白熾燈的20%，但卻含有有毒物質(zhì)汞。相比之下，LED燈可以提供更高效和更環(huán)保的解決方案。</p><p>　　LED最初的商業(yè)應(yīng)用出現(xiàn)在上世紀七十年代，但因其光輸出極低，應(yīng)用范圍也僅限于指示燈和計算器顯示屏等領(lǐng)域。如今，能夠產(chǎn)生白光的高功率LED在效率

21、方面不斷得以提升，價格也在逐年下降，因此它已成為主流照明應(yīng)用值得考慮的選擇之一。預(yù)計隨著LED技術(shù)的發(fā)展，到2012年其發(fā)光效率將達到150 流明/ 瓦，1000流明的成本將不足5 美元。2010上海世博會舉辦期間，世博園區(qū)內(nèi)所有的景觀燈光都將使用LED，而大多數(shù)照明路燈、指示燈也將使用LED.屆時，LED照明有望占到世博園區(qū)總照明的七成以上，LED在一個區(qū)域內(nèi)如此大規(guī)模、密集地使用，在全球尚屬首次。通過全球LED 技術(shù)領(lǐng)導(dǎo)廠商對材料、

22、工藝和封裝技術(shù)的努力改進，高亮度LED的發(fā)光效率和性能得到了顯著提升，除了傳統(tǒng)的背光和顯示面板市場外，高亮度LED開始走向室內(nèi)外普通照明、汽車內(nèi)外照明、探照燈、交通燈等全新應(yīng)用。這些都預(yù)示著LED驅(qū)動電源將有一個廣闊的應(yīng)用前景[1]。</p><p>　　1.4 LED驅(qū)動電源面臨的問題</p><p>　　由于LED是特性敏感的半導(dǎo)體器件，又具有負溫度特性，因而在應(yīng)用過程中需要對其進行穩(wěn)

23、定工作狀態(tài)和保護，從而產(chǎn)生了驅(qū)動的概念。LED器件對驅(qū)動電源的要求近乎于苛刻，LED不像普通的白熾燈泡，可以直接連接220V的交流市電。LED是2～3伏的低電壓驅(qū)動，必須要設(shè)計復(fù)雜的變換電路，不同用途的LED燈，要配備不同的電源適配器。國際市場對LED驅(qū)動電源的效率轉(zhuǎn)換、有效功率、恒流精度、電源壽命、電磁兼容的要求都非常高，設(shè)計一款好的電源必須要綜合考慮這些因數(shù)，因為電源在整個燈具中的作用就好比像人的心臟一樣重要。</p>

24、<p>　　在市場一片繁榮的背景下，LED產(chǎn)品質(zhì)量良莠不齊，對驅(qū)動電源的要求混亂，市場上LED產(chǎn)品如火如荼的發(fā)展態(tài)勢下，就LED驅(qū)動電源企業(yè)而言，目前面臨幾個挑戰(zhàn)。首先是驅(qū)動電路整體壽命，尤其是關(guān)鍵器件如電容在高溫下的壽命直接影響到電源的壽命。其次是LED驅(qū)動器需挑戰(zhàn)更高的轉(zhuǎn)換效率，尤其是在驅(qū)動大功率LED 時更是如此，因為所有未作為光輸出的功率都作為熱量耗散，電源轉(zhuǎn)換效率的過低，影響了LED節(jié)能效果的發(fā)揮。第三，以大調(diào)光比

25、和高效率地對LED調(diào)光，同時能夠保證在高和低亮度時顏色特性恒定。同時要降低成本，目前在功率較小(1～5W)的應(yīng)用場合，恒流驅(qū)動電源成本所占的比重已經(jīng)接近1/3，已經(jīng)接近了光源的成本，一定程度上影響了市場推廣[2]。</p><p>　　1.5 LED驅(qū)動電源的展望</p><p>　　未來的方式是，先恒壓，再線性恒流整合方式。電壓保證在一定范圍內(nèi)適應(yīng)負載需要，按LED有不同的Vf值3-3

26、.6V之間，那按LED實際數(shù)量乘于3V計算出最低值，再按3.6V電壓乘于數(shù)量計算出最大可能電壓值，最終確定電源部分需要調(diào)整的電壓范圍。再線性恒流源后端恒流，可以多路恒流源并聯(lián)使用，也可以單路多個恒流源增加電流使用。前端電壓源部分采樣檢測恒流源壓差，調(diào)整合適負載需求電壓，從而達到高效、靈活的驅(qū)動線路需求。恒流源需要低壓差線性恒流器件，線性恒流源有著很好的電流誤差，也會有很好的灰度表現(xiàn)。在小電流時可以有1～3V的壓差，在大電流方面必須要20

27、0～300mV低壓差，才會有較高的效率，那樣線性恒流源需要另外供電。總之，隨著技術(shù)的不斷完善，我們的日常生活會因LED而變得多姿多彩。</p><p>　　1.6論文的主要工作</p><p>　　本設(shè)計根據(jù)實際需要，做出AC-DC的LED 恒流源驅(qū)動電源，而AC-DC的核心就是DC-DC變換。就DC-DC解決方案而言，其中，標準降壓型轉(zhuǎn)換器是最簡單和最容易實現(xiàn)的方案，設(shè)計中擬采用單端初級

28、電感變換器。實現(xiàn)高壓和低壓的隔離不僅能滿足安全需要，還能有效的減少高壓高頻區(qū)的干擾附加到低壓輸出端，提高輸出電流的穩(wěn)定性。 </p><p>　　本設(shè)計預(yù)驅(qū)動功率為10W的LED，要求在全電壓（85-264V）范圍內(nèi)實現(xiàn)恒流，其恒流精度<5%，效率要求達到75%以上，功率因數(shù)>0.5，并通過EMC測試。論文主要工作是為通過理論比較為設(shè)計提供合理系統(tǒng)方案和充足的理論依據(jù)。

29、 </p><p>　　第二章 LED驅(qū)動電源工作原理</p><p>　　2.1 PWM調(diào)制簡介</p><p>　　脈沖寬度調(diào)制方式，其開關(guān)頻率恒定，通過調(diào)節(jié)導(dǎo)通脈沖的寬度來改變占空比，從而實現(xiàn)對能量向負載傳遞的控制，稱之為“定頻調(diào)寬”。</p>

30、<p>　　PWM調(diào)制方式是開關(guān)功率變換器中最常采用的方式，通過反饋端的反饋信號和基準信號的差值與內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒波進行比較，然后輸出一路恒頻變寬的方波信號對功率開關(guān)管進行控制，可以依據(jù)負載快速調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通時間，從而穩(wěn)定輸出電壓。</p><p>　　PWM調(diào)制方式具有以下的優(yōu)點：在負載較重的情況下效率很高，電壓調(diào)整率高，線性度高，輸出紋波小，適用于電壓和電流控制模式；PWM調(diào)制方式存在以下的缺點

31、：輸入電壓調(diào)制能力弱，頻率特性差，輕負載下效率下降。</p><p><b>　　2.2 控制方式</b></p><p>　　開關(guān)電源DC－DC變換器從控制模式上可以分為兩類，電壓控制模式（Voltage Control Mode）和電流控制模式（Current Control Mode）。下面以PWM調(diào)制方式為例，介紹電壓控制模式和電流控制模式的原理和特點。<

32、;/p><p>　　2.2.1電壓控制模式</p><p>　　電壓模式控制的基本原理就是通過將誤差放大器的輸出電壓與一個鋸齒波進行比較，產(chǎn)生控制用的PWM信號。PWM電壓模式的控制原理圖如圖2.5所示，其原理為：采樣電阻R1和R2檢測輸出電壓V。，并將其輸入誤差放大器EA與參考電壓Vref進行比較，被放大的誤差電壓Vea被輸入到脈寬調(diào)整器(電壓比較器)。照明LED恒流源驅(qū)動的設(shè)計。</

33、p><p>　　圖2-1 PWM電壓模式控制原理圖</p><p>　　PWM電壓比較器的另一個輸入是周期為T的鋸齒波，如圖2-1所示，其幅值一般為3V。EA的輸出Vea與鋸齒波進行比較，當鋸齒波電壓高于Vea的時候PWM電壓比較器的輸出由高電平轉(zhuǎn)化為低電平，Q1關(guān)斷，以此來調(diào)節(jié)Q1的導(dǎo)通時間，保證輸出電壓恒定。其邏輯關(guān)系是，當VDC上升時，則Vo上升，誤差放大器輸出電壓Vea下降，鋸齒波高于

34、Vea的時間提前，也就是Q1導(dǎo)通時間Ton縮短，使得V o =VDC·Ton/T保持不變；同理，如果VDC下降，則Q1導(dǎo)通時間Ton延長，最終的結(jié)果也保證Vo不變。由此可以總結(jié)出，無論輸入電壓VDC如何波動，電壓控制系統(tǒng)都會改變Q1的導(dǎo)通時間Ton，使得最終的輸出電壓維持在Vo =Vref(1+R2 R1)。從控制理論的角度分析，電壓模式控制在整個控制電路中只有一個反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。電壓控制型變換器是一個二階系統(tǒng)，

35、它有兩個狀態(tài)變量：輸出濾波電容的電壓和輸出濾波電感的電流。二階系統(tǒng)是一個有條件穩(wěn)定系統(tǒng)，只有對控制電路進行精心的設(shè)計和計算后，在滿足一定的條件下，閉環(huán)系統(tǒng)方能穩(wěn)定的動作，開關(guān)電源的電流流經(jīng)電感，對電壓信號有90度的相位延遲。因此，僅用電壓采樣的方</p><p>　　電壓控制模式的優(yōu)點是：1單環(huán)反饋的設(shè)計和分析比較容易進行；2鋸齒波振幅較大，對穩(wěn)定的調(diào)制過程可提供較好的噪聲余度；3低阻抗功率輸出，對多第二章開關(guān)電

36、源原理輸出電源具有較好的交互調(diào)節(jié)特性。</p><p>　　電壓控制模式的缺點是：1動態(tài)響應(yīng)速度較慢；2輸出濾波對控制環(huán)增加了兩個極點，這就需要一個零點補償；3由于環(huán)路增益隨輸入電壓而變化，使得補償變得更加復(fù)雜化[3]。</p><p>　　2.2.2電流控制模式</p><p>　　針對電壓控制模式的缺點，最近十幾年發(fā)展起來了電流控制模式技術(shù)。電流控制模式可以分為

37、峰值電流模式控制（PCM：Peak Current Mode）和平均電流模式控制（ACM：Average Current Mode），ACM是在PCM的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，通常情況下電流控制模式所說的就是峰值電流控制模式。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎(chǔ)上，增加一個電流負反饋的環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個獨立變量，從而使開關(guān)電源變換器成為一個一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有單個極點和90度相位滯后，從而很容易不受約束的得到大的開環(huán)增益和完善的小

38、信號、大信號特性。根據(jù)最優(yōu)控制理論，實現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)控制系統(tǒng)，可以實現(xiàn)最小的動態(tài)響應(yīng)的誤差平方積分指標。因此，在PWM中取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號實現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制規(guī)律的。</p><p>　　圖2-2為PWM峰值電流控制模式的原理框圖。與電壓控制模式不同的是，電流控制模式的PWM電壓比較器的輸入由電壓控制模式中的鋸齒波信號換成了對電感電流采樣值轉(zhuǎn)換成的電壓Vs，比較器的另一端仍然是輸出電

39、壓采樣值與參考基準的誤差放大值。每個周期開始時，時鐘信號控制將開關(guān)開啟，流過開關(guān)和電感的電流增大，當電流增大到Vs超過Vea時，觸發(fā)器R端置高電位，開關(guān)被關(guān)斷。如果VDC增大，則開關(guān)導(dǎo)通時Vs上升速度加快，Vs超過Vea所需要的時間縮短，于是Ton被縮短；反之VDC減小，則Vs超過Vea讓PWM控制信號翻轉(zhuǎn)所需時間更長，增加了Ton維持對負載提供的能量大小。由此可以總結(jié)出，無論輸入電壓VDC如何波動，電流控制模式同樣也能通過改變開關(guān)的導(dǎo)

40、通時間Ton（也就是改變了占空比），使得最終的輸出電壓維持在Vo =Vref(1+R2R1)。照明LED恒流源驅(qū)動的設(shè)計</p><p>　　圖2-2PWM峰值電流型控制原理框圖</p><p>　　從圖2-2上觀察可以發(fā)現(xiàn)，與電壓模式控制單一閉環(huán)相比，電流控制模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)，即內(nèi)環(huán)電流在每個開關(guān)周期內(nèi)上升，直到達到電壓外環(huán)設(shè)定的誤

41、差電壓閾值，電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速地對每個周期的脈沖電流采樣，檢測輸出電感的電流動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負責控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓控制模式大得多的帶寬，無論是理論分析還是電路測試，都證明電流型控制比電壓型控制有許多優(yōu)點，歸納起來主要有以下幾點。</p><p>　?。ㄒ唬斎腚妷鹤兓捻憫?yīng)快。這可直觀的從電路的工作原理中分析出來：電源輸入電壓的變化，必然會引起周期初始電流上升的斜率的變化，如電壓升

42、高，則電流增長變快，反之則變慢，但是只要電流脈沖幅值達到預(yù)定的幅度，電流控制回路就動作，使得脈沖寬度發(fā)生改變，保證輸出電壓的穩(wěn)定。而在電壓控制模式電路中，檢測電路對輸入電壓的變化沒有直接的反應(yīng)，一直要等到輸出電壓發(fā)生一定的變化后才會調(diào)節(jié)脈沖寬度。一般電壓控制模式要5～10個周期才能響應(yīng)輸入電壓的變化。</p><p>　?。ǘ┻^流保護和可并聯(lián)性。在電流控制型DC-DC變換器中，由于內(nèi)環(huán)采用直接的電感電流峰值限制

43、，可以及時準確地檢測功率開關(guān)管和電感上的瞬態(tài)電流，自然形成了對每個周期內(nèi)峰值電流脈沖檢測電路。只要給定或者限制參考電流，就可以準確地限制流過功率開關(guān)管和電感中的最大電流，也可以有效地克服輸入電壓浪涌產(chǎn)生很大地尖峰電流從而損壞功率開關(guān)管等這類故障誘因。同時，在設(shè)計開關(guān)電源時不必給開關(guān)管的最大電流限制和電感最大儲能留有較大的余度，在保證可靠工作的前提下，盡可能的降低了成本。</p><p>　　由于電流控制模式特有

44、的電流限制能力，當多臺開關(guān)電源并聯(lián)運行時，每臺電源都有獨立的電流負反饋，并聯(lián)輸出電壓有一個總的電壓負反饋控制電路，使各個電流反饋系統(tǒng)有相同的電流參考值，這樣就可以有多臺開關(guān)電源之間并聯(lián)均流，這在當今電源規(guī)格要求繁多，電子設(shè)備整機可靠性要求提高的形式下，為模塊化電源系統(tǒng)和電源冗余結(jié)構(gòu)設(shè)計提供了捷徑。</p><p>　　（三）回路穩(wěn)定性好，負載響應(yīng)快。電流型控制可以看作是一個受輸出電壓控制的電流源，而電流源的大小就

45、反映了電源輸出電壓的大小，這是因為電感中電流的幅值是與直流輸出電流的平均值成比例的，因而電感的延遲作用就沒有了[3]。</p><p>　　2.3恒壓和恒流的選擇</p><p>　　2.3.1 LED伏安特性</p><p>　　首先來看一下LED到底是什么樣的器件。因為LED的亮度是和它的正向電流成正比，而且一些LED的結(jié)構(gòu)決定了它的散熱也就是功耗。所以大多數(shù)L

46、ED會給出額定電流，例如Φ5為20mA，1W的為350mA…等，但這并不等于LED只能工作于這些額定電流，更不意味著LED就是一個恒流器件。例如Cree的1瓦LED和3瓦LED是同一型號，電流從350mA加大到700mA，功率就從1W加大成3W，所以這個LED可以工作在350-700mA之間的任意值。</p><p>　　1、LED的伏安特性</p><p>　　LED的中文名字就是發(fā)光二

47、極管，所以它本身就是一個二極管。它的伏安特性和一般的二極管伏安特性非常相似。只不過通常曲線很陡。例如一個20mA的草帽LED的伏安特性如圖1所示。</p><p>　　圖2-3.小功率LED的伏安特性</p><p>　　如果用干電池或蓄電池供電，那么因為LED伏安特性的非線性，很小的電壓變化就會引起很大的電流變化，上圖中電源電壓在3.3V時正向電流為20mA的LED，假如用3節(jié)干電池供電

48、，新的電池電壓超過1.5V，3節(jié)就是4.5V，LED的電流就會超過100mA，很快就會燒壞。對于1W的大功率LED也是如此，圖2是某公司1W的LED伏安特性，而一個12V蓄電池的電壓，在布滿電到快放完電的電壓可以從14.5V降到10.5V。相差將近20%。從伏安特性上可以看出，電源電壓的10%的變化（3.4V-3.1V），就會引起正向電流的3.5倍的變化（從350mA變到100mA）[4]。</p><p>　　

49、2、LED伏安特性的溫度特性</p><p>　　雖然它的樣子和一般二極管沒有什么兩樣，但是最大的不同在于它的溫度特性。其實所有二極管的伏安特性都有溫度特性的問題，可是就是LED是需要特別加以注意的。這是因為：大功率LED的工作電流比較大，1W為0.35A，3-5W為0.7A，20W為1.05A，30W為1.75A，50W為3.5A。不過可能也會有人覺得，整流二極管的正向電流也可能達到這樣大的數(shù)值的。LED因為目

50、前的發(fā)光效率還是比較低，所以大部分的輸入電功率都是轉(zhuǎn)化為熱，所以它的發(fā)熱很高，假如散熱器做得不好，那么結(jié)溫就會升得很高。LED不同于整流二極管，它不是采用一般的硅材料做成的，而是采用特殊的材料（例如氮化鎵）制成。所以它的伏安特性的溫度特性也不同于一般二極管，而是要明顯大于一般二極管。例如一般二極管的伏安特性的溫度特性為-2mV/C，但是Cree公司的XLamp7090XR-E的伏安特性的溫度特性卻高達-4mV/°C，要比一般的

51、二極管大一倍。</p><p>　　3、結(jié)溫升高產(chǎn)生的問題</p><p>　　圖2-4. XLamp7090XR-E的相對光輸出隨結(jié)溫的升高而降低</p><p>　　結(jié)溫升高引起伏安特性的左移因為伏安特性的溫度系數(shù)是負的，這意味著溫度升高，特性左移。例如，假定結(jié)溫升高50度，那么伏安特性就會左移200mV。</p><p>　　4、用恒壓

52、電源供電會使LED正向電流隨溫升的增加而增加。</p><p>　　電源電壓是恒定的，而伏安特性卻左移了，其結(jié)果就是正向電流增加。從圖2的伏安特性可以看出，假如常溫下用3.3V的恒壓電源供電，其正向電流為350mA；結(jié)溫升高50度以后，伏安特性左移0.2V，那么相當于電源電壓升高到了3.5V，這時候，正向電流就會增加到600mA。</p><p>　　5、用恒壓電源供電會引起溫升增加的惡性

53、循環(huán)</p><p>　　正向電流增加以后，因為電源電壓沒有變化，所以LED的輸入功率增加到3.3Vx0.6A=1.98W，幾乎增加了一倍。但從圖2-4看出，結(jié)溫升高以后，光輸出會降低，這意味著更多的輸入功率轉(zhuǎn)換為熱能，也就是說如果這時候增加正向電流，它的光輸出并不隨著增加，反而降低。所以，這時的正向電流的增加只會引起結(jié)溫增加，而不會使光輸出增加[5]。</p><p>　　圖2-5結(jié)溫電

54、流惡性循環(huán)</p><p>　　這就引起結(jié)溫升高的惡性循環(huán)。結(jié)論：采用恒壓電源供電會使結(jié)溫升高，光衰加大，壽命縮短所以，從前面的分析，可以得出這樣的結(jié)論：采用恒壓電源供電會使結(jié)溫升高，而結(jié)溫增加的結(jié)果是光衰增大，壽命縮短。假定LED在常溫25度時開機，開機以后結(jié)溫就會升高，假定散熱器設(shè)計為溫升至75度，也就是結(jié)溫增加了50度，那么就會使得正向電流增加至600mA。總功率從1.155W增加到1.98W，增加了0.8

55、25W。而這部分所增加的功率幾乎全部轉(zhuǎn)換為熱量。假定原來LED的發(fā)光效率為30%，也就是70%的輸入功率（0.8W）都轉(zhuǎn)換為熱能?，F(xiàn)在又多了一倍的熱能需要從散熱器散出去。顯然，這是原來的散熱器設(shè)計沒有考慮到的。</p><p>　　2.4 DC-DC功率變換電路概述</p><p>　　DC-DC功率變換電路將取自各種直流源的電壓變換成另一種電平的直流電壓。DC-DC功率變換電路的基本原理

56、是通過開關(guān)器件首先對輸入直流進行斬波，然后將所得高頻脈沖變換到合適的電平，再經(jīng)整流濾波恢復(fù)成所需的直流輸出值。高頻斬波信號對輸入直流而言，相當于一種調(diào)制信號，故DC-DC功率變換電路有時也稱高頻調(diào)制型DC-DC功率變換電路。為維持功率變換電路輸出電壓穩(wěn)定不變，通常采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）、脈沖頻率調(diào)制（PFM）或脈寬與脈頻兼調(diào)措施。</p><p>　　高頻調(diào)制型DC-DC功率變換電路是MPE&MPET

57、最主要，也最活躍的研究領(lǐng)域之一。盡管高頻調(diào)制型DC-DC功率變換電路的名目繁多，形態(tài)各異，但本質(zhì)上可歸為兩大類，六種基本電路，即屬于電感性能傳遞的降壓型功率變換電路、升壓型功率變換電路和極性倒置型功率變換電路，以及屬于電容性能量傳遞的CUK功率變換電路、Zeta功率變換電路和SEPIC變換電路。</p><p>　　2.4.1 SEPIC電路原理</p><p>　　圖2-6SEPIC原理

58、圖</p><p>　　SEPIC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓可以高于或低于輸出電壓。SEPIC轉(zhuǎn)換器電路如圖1所示。這種電路在電池供電系統(tǒng)應(yīng)用中得到了越來越廣泛的關(guān)注。電壓的升降取決于電池的充電級別。</p><p>　　圖2-7開關(guān)處于打開狀態(tài)時的電路原理</p><p>　　圖2-7所示為開關(guān)處于打開狀態(tài)時的電路。這個時候電源電壓給電感L1充電，C1為L2充電。輸出電容為

59、負載提供電壓。事實上，當開關(guān)處于打開狀態(tài)時，電感L1、L2與負載斷開，從而引起復(fù)雜的控制特性，接下來我們會看到。</p><p>　　圖2-8開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)時的電路原理</p><p>　　當開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)，電感L1為電容C1充電。同時為負載提供電流，正如圖2-8所示。同時電感L2連接在負載上[6]。</p><p>　　在開關(guān)關(guān)閉時，輸出電容提供脈沖式的電流。

60、使它的固有噪音小于BUCK轉(zhuǎn)換器。輸入電流沒有波動。這在電源供應(yīng)電路上有明顯的優(yōu)勢。</p><p>　　圖2-9開關(guān)電源各節(jié)點波形圖</p><p>　　圖2-10簡化的SEPIC轉(zhuǎn)換器</p><p>　　SEPIC功率變換電路的工作過程是：當功率開關(guān)器件導(dǎo)通的時候，輸出回路中的二極管反偏截至，輸入源的電能首先轉(zhuǎn)換變?yōu)榇拍軆Υ嬖谧儔浩髦?；功率開關(guān)器件截止時，二極

61、管正偏導(dǎo)通，儲存在變壓器中的磁能再轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，輸送給負載。通過改變功率開關(guān)器件每次切換周期內(nèi)所儲存電荷抽取的能量，可對輸出功率實行控制和調(diào)節(jié)。應(yīng)該強調(diào)的是，變換電路中的變壓器并非真正意義上的變壓器，這是由于變換電路特定的工作條件決定的。理論上，變壓器一次、二次繞組兩端的電壓波形應(yīng)該完全一樣，且具有較大的勵磁電感，極小的勵磁電流能將輸入的電能轉(zhuǎn)化為磁能，并有效地傳輸?shù)蕉蝹?cè)向負載輸出。考慮到變壓器的磁通復(fù)位，勵磁電流最好具備交變特性，故磁

62、芯內(nèi)部最忌存在單向的直流分量。但在反擊式功率變換電路中，變壓器一次、二次繞組的端電壓波形恰好相反，而且當一次功率晶體管，或二次二極管導(dǎo)通時，一次、二次側(cè)流過的都是直流電流，所以，從嚴格意義上看，功率變換電路中的變壓器，只是一種相互耦合的電感而已[7]。</p><p>　　功率變換電路因為直接牽涉到電、磁能量的轉(zhuǎn)換，所以磁性元件和磁路的設(shè)計，特別是變壓器的設(shè)計至關(guān)重要，有人甚至認為磁路的設(shè)計是變換電路的核心。功率

63、變換電路所需元器件數(shù)量很少，動態(tài)范圍大，在中，小功率電源中應(yīng)用相當廣泛。</p><p>　　一、變換電路的穩(wěn)態(tài)分析：不連續(xù)傳到模式。</p><p><b>　　寫出回路的KVL</b></p><p>　　= + （2-1）</p><p>　　若不計功率晶體管的

64、飽和壓降，在功率晶體管導(dǎo)通期間，有</p><p>　　= （2-2）</p><p>　　或 </p><p>　　= （2-3）</p><p>　　式中 \* MER

65、GEFORMAT 為變壓器一次電感。假設(shè)一次電流的起始值為零，且功率晶體管在t= \* MERGEFORMAT 時刻關(guān)閉，則一次電感中電流的最大值為</p><p>　　= （2-4）</p><p>　　隨著功率二極管的關(guān)閉，電感電壓反峰促使二次回路中的二極管導(dǎo)通。寫出次級回路的KVL</p><p>&l

66、t;b>　?。?-5）</b></p><p>　　如果不計二極管的正向壓降，切次級電流在間隔 \* MERGEFORMAT 內(nèi)從其最大值 \* MERGEFORMAT 降到零的話，則有</p><p><b>　　（2-6）</b></p><p>　　式中： \* MERGEFORMAT 為晶體管關(guān)閉截至期間，變壓器

67、二次側(cè)的端電壓； \* MERGEFORMAT 為變壓器二次側(cè)的電感。 \* MERGEFORMAT 期間變壓器一次側(cè)儲存的能量為 \* MERGEFORMAT ，</p><p>　　\* MERGEFORMAT 期間變壓器二次側(cè)儲存的能量為 \* MERGEFORMAT 。</p><p>　　若考慮變壓器的效率為 \* MERGEFORMAT ，則</p>&

68、lt;p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　即 \* MERGEFORMAT </p><p><b>　　故可求得二次電流</b></p><p><b>　?。?-8）</b></p><p>　　式中 \* MERGEFORMAT 、 \*

69、MERGEFORMAT 分別為變壓器一次、二次繞組的匝數(shù)。</p><p>　　負載電流 \* MERGEFORMAT 應(yīng)是二次電流的平均值</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　考慮輸出整流的功耗，引進整流效率 \* MERGEFORMAT </p><p><b>　?。?

70、-10）</b></p><p>　　類似求出變換電路的輸入平均電流</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　式中以按常規(guī)定義，采用占空比 \* MERGEFORMAT 。</p><p>　　反激變換電路的輸入功率則是</p><p><b>

71、;　?。?-12）</b></p><p>　　式中： \* MERGEFORMAT 為變換電路中功率晶體管的切換頻率。由于總效 \* MERGEFORMAT ，故負載功率即輸出功率可表示為</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p>　　根據(jù)上式各關(guān)系式，能直接導(dǎo)出如下更合適設(shè)計反激變換電路的公式<

72、/p><p><b>　?。?-14）</b></p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　從上面分析，還可以看到下述幾點：</p><p>　　由式2-6知，最大輸入電流與負載的變

73、化完全無關(guān)。也就是說，即使輸出短路，輸入回路的電流亦不會增大而發(fā)生危險及功率晶體管的事件，所以，SEPIC變換電路具有天生的自保護特性。</p><p>　　據(jù)式2-13，能發(fā)現(xiàn)變換電路向負載饋送的功率與負載RL沒有關(guān)系，所以，該變換電路是一種恒功率變換電路。而且，電路的輸入源在任何輸出條件下，包括無負載情況，與負載都處于隔斷狀態(tài)。這一特點實際上和上面提到的自保護特性是一致的。</p><p&

74、gt;　　式2-13還表示，當輸入源的電壓和功率開關(guān)器件切換占空比已定時變換電路能反饋出的功率變換電路與fLp成反比。換句話說，就是輸出功率給定后增高頻率可以減小變壓器的體積。功率變換電路的核心就是磁器件的設(shè)計。</p><p>　　根據(jù)2-13和式2-16，顯然，只要通過一定的反饋措施控制占空比或切換頻率，即可對輸出電流和電壓做出調(diào)節(jié)，并在負載或輸入電壓發(fā)生變動時，確保輸出不變。</p><

75、p>　　應(yīng)該說明的是，以上討論中，假定了功率變換電路每次切換都能將從輸入源抽取的能量完全傳遞給負載，這就是功率變換電路的工作模式A。功率變換電路還存在另外一種工作模式B，即變換電路從輸入源抽取的能量，在一次切換過程中并未完全釋放，而仍積累在變壓器的磁芯之內(nèi)，換電路的工作模式B比模式A要稍復(fù)雜一點[8]。</p><p>　　第三章開關(guān)電源設(shè)計過程</p><p><b>　

76、　3.1芯片介紹</b></p><p>　　LED驅(qū)動芯片是LED的另外一個重點，不同芯片有著不同的外圍電路，而且所驅(qū)動的LED亮度也參差不齊，價格差異就更大了。出于這兩個原因，眾多芯片中選擇了PI的TNY278P和昂寶的OB2532。</p><p>　　首先介紹下PI的TNY278P，低空載功耗，700V內(nèi)置MOS管，頻率抖動降低EMI濾波成本，節(jié)能環(huán)保保護功能齊全等等，

77、不得不承認PI的芯片是屬于高中端的，但是其價格卻是令使用者不敢恭維，加上內(nèi)置MOS管使得芯片散熱處理相對較麻煩，調(diào)試過程稍有不慎就會令芯片死掉。加之采樣需要光耦，TL431等元件配合完成，成本較高。</p><p>　　昂寶的OB2532目前只有貼片分裝，外置MOS管，幾乎不用考慮芯片的散熱問題；源邊反饋，欠壓保護，在設(shè)計中將省掉類似光耦TL431等元件，無疑會大幅度的降低LED驅(qū)動的成本；它內(nèi)置的軟啟動更是延長

78、了芯片的壽命，其價格也是能夠讓大眾接受的。</p><p>　　3.1.1芯片引腳簡介</p><p>　　OB2532 SOT-23-6引腳圖如下所示</p><p>　　圖 3-1 OB2532引腳圖</p><p>　　表3.1芯片引腳說明</p><p>　　3.1.2芯片工作原理描述</p>&

79、lt;p>　　OB2532是一種經(jīng)濟高效的PWM控制器 ，優(yōu)化離線低功率AC/DC 包括電池充電器和應(yīng)用適配器。它可以實現(xiàn)源端檢測和調(diào)控，從而不需要光耦和TL431，內(nèi)置的CV和CC 控制精度高，幾乎可以滿足所有適配器和充電器的需求。</p><p>　?。ㄒ唬﹩与娏骱蛦涌刂?</p><p>　　OB2532的啟動電流唄設(shè)置的很低，這樣VDD能夠超過欠壓保護的閥值，便于芯片的

80、快速啟動，使用一個大的啟動電阻可以減少功率損耗</p><p><b>　?。ǘ┎僮麟娏?lt;/b></p><p>　　OB2532的操作電流低至2.5mA，在低操作電流和多?？刂乒δ芟聦崿F(xiàn)高效率</p><p><b>　?。ㄈ┸泦?lt;/b></p><p>　　OB2532內(nèi)部軟啟動功能，以盡

81、量減輕元件在電源啟動時的電氣過應(yīng)力。當VDD達到欠壓鎖定（關(guān)閉），將控制算法 坡道峰值電壓閥值逐漸從幾乎零值到達0.9V的正常設(shè)置每次啟動都是軟啟動</p><p>　　（四）CC/CV操作</p><p>　　OB2532是為了具有像圖一所示的良好的CC/CV控制特性設(shè)計的，在充電器應(yīng)用中，電池放電在充電曲線CC部分啟動 直到它幾乎完全充電，順利切換到CV的曲線部分。 在一個AC / D

82、C適配器，正常運行 僅發(fā)生在曲線的CV部分。 CC提供的部分輸出電流限制。 在CV操作中，輸出電壓的調(diào)節(jié)是通過初級端控制的，在CC運作模式下，OB2532將調(diào)節(jié)輸出電流恒定，即使輸出電壓下降[9]。 （五）工作原理</p><p>　　為了支持OB2532特有的CC/CV控制，系統(tǒng)需要在DCM（斷續(xù)）模式下設(shè)計功率變換系統(tǒng)。在斷續(xù)反激變換器中，輸出電壓可以通過輔助繞組邊感測到，在MOSFET導(dǎo)通時，負載電流由輸

83、出濾波電容提供。當MOSFET管關(guān)斷時，初級電流轉(zhuǎn)移到次級振幅為[10]：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　輔助電壓反應(yīng)在輸出電壓上，如圖3-2所示</p><p>　　\* MERGEFORMAT \* MERGEFORMAT 為二極管壓降 （3-2）</p>

84、;<p>　　圖3-2OB2532中PWM調(diào)制圖</p><p>　　INV引腳3通過分壓電阻和輔助繞組相連，輔助電壓在去磁化結(jié)尾時進行采樣并保留這一值，直到下一次采樣。采樣電壓和Vref(2.0V)比較并將誤差放大，誤差放大器輸出電壓COMP反應(yīng)負載情況和控制PWM開關(guān)頻率，來調(diào)節(jié)輸出電壓，從而得到恒定的輸出電壓。</p><p>　　當采樣電壓低于Vref誤差放大引腳CO

85、MP達到最大值，開關(guān)頻率控制的采樣電壓使輸出電壓調(diào)節(jié)輸出電流，因此，恒定輸出電流可達到[11]。</p><p>　　可調(diào)CC點和輸出功率</p><p>　　在OB2532中，CC點和最大輸出功率可以通過調(diào)整典型應(yīng)用圖表中CS引腳外部電流檢測電阻Rs來實現(xiàn)。輸出功率的變換是通過調(diào)整CC點來實現(xiàn)的，增大Rs,減小CC點電流，小功率輸出也就產(chǎn)生了；反之亦然，如圖3-3所示：</p>

86、;<p>　　圖 3-3 Rs大小與恒流關(guān)系</p><p>　　OB2532的開關(guān)頻率是根據(jù)負載情況和操作模式自適應(yīng)控制的，無需外部頻率設(shè)定組件，最大輸出功率時操作開關(guān)頻率在內(nèi)部設(shè)定為60KHz。在反激式斷續(xù)模式下，最大輸出功率是：</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　\* MERGEFORMAT

87、 是源邊感量。 </p><p>　　\* MERGEFORMAT 是初級繞組的峰值電流。</p><p>　　參照上式，在恒流模式下，改變初級繞組的感量能夠改變最大輸出功率和恒定的電流輸出。為了彌補初級電感的變化，開關(guān)頻率被鎖定為一個內(nèi)部循環(huán)，這樣，開關(guān)頻率為:</p><p><b>　　（3-4）</b></p><

88、p>　　因此， \* MERGEFORMAT 和電感成反比，該產(chǎn)品的開關(guān)頻率和 \* MERGEFORMAT 是常數(shù)，那么最大的輸出功率和恒定的電流在CC模式下將不會隨初級繞組電感變化而變化，高達正負10%的初級繞組電感變化可以得到補償。</p><p>　　OB2532提供開關(guān)頻率調(diào)制，震蕩頻率是調(diào)制的這樣方便能量分散的傳遞，擴頻最大限度的減少了EMI的導(dǎo)帶，因此簡化了系統(tǒng)設(shè)計。</p>

89、<p>　　（六）電流傳感器和前沿消隱</p><p>　　OB2532提供逐周期的電流限制，開關(guān)電流的檢測是通過流入CS引腳的檢測電阻實現(xiàn)的。內(nèi)部前沿消隱電路能夠在感測到外部功率MOS管的尖峰電壓采取應(yīng)對，這樣感測外部輸入尖峰電壓的RC濾波就不在需要了。PWM的占空比取決于通過電流檢測得到的輸入電壓和EA腳的輸出電壓。</p><p><b>　?。ㄆ撸〇艠O驅(qū)動&l

90、t;/b></p><p>　　外置功率MOS管的驅(qū)動由OB2532的一個專門的柵極驅(qū)動擔任，太低的柵極驅(qū)動將導(dǎo)致MOS管的高傳導(dǎo)和開關(guān)損耗加大，但是太高的驅(qū)動又將使得EMI效果不佳。一個很好的折中辦法就是通過使用內(nèi)置的輸出強度控制推拉輸出電路。</p><p>　?。ò耍┛删幊叹€纜壓降補償</p><p>　　在OB2532中，線纜的壓降補償是為了實現(xiàn)負載的

91、良好調(diào)節(jié)。INV腳的偏移電壓由流經(jīng)分壓電阻的電流來產(chǎn)生。流過COMP引腳的電流和電壓成反比，也就是說，該腳是成反比的輸出負載電流。因此減少的線纜損耗可得到補償。當負載電流降低從滿載到空載，INV引腳的失調(diào)電壓降升高。它也可以通過編程調(diào)整分壓電阻，來補償各種線纜壓降。</p><p><b>　　（九）保護控制</b></p><p>　　良好的供電系統(tǒng)的可靠性是通過它

92、豐富的保護功能來實現(xiàn)的，包括逐周期的電流限制保護（OCP），VDD嵌位，電源軟啟動，以及根據(jù)VDD設(shè)置的電壓鎖定功能（UVLO）。VDD是由變壓器的輔助繞組提供的。OB2532的輸出將被關(guān)斷當VDD低于欠壓保護（ON）門限和功率轉(zhuǎn)換器進入啟動序列之后[12]。</p><p>　　3.2提高單片開關(guān)電源效率的方法</p><p>　　圖3-4開關(guān)電源典型電路圖</p><

93、;p>　　1、輸入整流橋的選擇</p><p>　　選擇具有較大容量的整流橋并使之工作在較小的電流下,可減小整流橋的壓降和功率損耗,提高電源效率。由二極管構(gòu)成的整流橋的標稱電源電流 I (U )應(yīng)大于在輸入電壓為最小值U min時的初級有效電流,功率因數(shù)應(yīng)取0.6～0.8之間,其具體數(shù)值取決于輸入電壓U和輸入阻抗。</p><p>　　2、鉗位二級管(VDZ)的選擇</p>

94、;<p>　　鉗位電路主要用來限制高頻變壓器漏感所產(chǎn)生的尖峰電壓并減小漏極產(chǎn)生的振鈴電壓。在圖3-4所示的單片開關(guān)電源模塊電路中,輸入鉗位保護電路由VDZ和VD1構(gòu)成。為降低其損耗,VDZ可選用P6KE200型瞬變電壓抑制二極管;VD1則選用BYV26C型快速恢復(fù)二極管。</p><p>　　3、輸入濾波電容(C1)</p><p>　　輸入濾波電容C1用于濾除輸入端引入的高

95、頻干擾,C1的選擇主要是正確估算其電容量。通常輸入電壓U1增加時,每瓦輸出功率所對應(yīng)的電容量可減小。</p><p>　　4、交流輸入端電磁干擾濾波器(EMI)</p><p>　　圖3-4中的和C6用于構(gòu)成交流輸入端的電磁干擾濾波器(EMI)。C6能濾除輸入端脈動電壓所產(chǎn)生的串模干擾,L2則可抑制初級線圈中的共模干擾。</p><p><b>　　5、限

96、流保護電路</b></p><p>　　為限制通電瞬間的尖峰電流,可在輸入端接入具有負溫度系數(shù)的熱敏電阻(NTC)。選擇該電阻時應(yīng)使之工作在熱狀態(tài)(即低阻態(tài)),以減小電源電路中的熱損耗</p><p>　　6、輸出整流管(VD2)</p><p>　　正確選擇輸出整流管VD2可以降低電路損耗, 提高電源效率。其方法一是選用肖特基整流管,原因是其正向傳輸損

97、耗低,且不存在快恢復(fù)整流管的反向恢復(fù)損耗;二是將開關(guān)電源設(shè)計成連續(xù)工作模式,以減小次級的有效值電流和峰值電流。輸出整流管的標稱電流應(yīng)為輸出直流電流額定值的3倍以上[14]。</p><p>　　7、輸出濾波電容(C2)</p><p>　　電源工作時,輸出濾波電容(C2)上的脈動電流通常很大。一般在固定負載情況下,通過C2的交流標稱值IC2必須滿足下列條件:IC2=(1.5～2)IR1式中

98、,IR1是輸出濾波電容C2上的脈動電流。設(shè)輸出端負載為純電阻性R1,那么,R1C2愈大,則C2放電愈慢,輸出波形愈平坦。也就是說,在R1一定的情況下, C2愈大,輸出直流電壓愈平滑。</p><p>　　8、確保高頻變壓器的質(zhì)量</p><p>　　設(shè)計時應(yīng)確保高頻變壓器有合理的結(jié)構(gòu),同時應(yīng)保證其具有較低的直流損耗和交流損耗且漏感小,線圈本身的分布電容及各線圈之間的耦合電容也要足夠小。為達

99、到上述目標,最主要的是要正確確定磁芯的形狀、尺寸、磁芯材料以及線圈的繞制方法等。</p><p>　　(1)降低高頻變壓器的直流損耗</p><p>　　交流損耗是由高頻電流的趨膚效應(yīng)以及磁芯損耗引起的。趨膚效應(yīng)會使導(dǎo)線的有效流通面積減小,并使導(dǎo)線的交流等效阻抗遠高于銅電阻。由于高頻電流對導(dǎo)線的穿透能力與開關(guān)頻率的平方根成反比。為了減小交流銅損耗,其導(dǎo)線半徑不得超過高頻電流可達深度的兩倍。

100、事實上,在根據(jù)開關(guān)頻率確定導(dǎo)線直徑Φ后,實際制作時應(yīng)用比Φ更細的導(dǎo)線多股并繞而不是用一根粗導(dǎo)線繞制。</p><p><b>　　(2)減小漏感</b></p><p>　　因為漏感愈大,產(chǎn)生的尖峰電壓幅度愈高;而初級尖峰電壓幅度愈高,初級鉗位電路的損耗就愈大,從而將導(dǎo)致電源效率降低。所以,在設(shè)計高頻變壓器時,必須把漏感減至最小。對于低損耗的高頻變壓器,其漏感量應(yīng)是開

101、路時初級電感量的減小漏感的措施有減小初級線圈的匝數(shù)、增大線圈的寬度、增加線圈尺寸的高度與寬度之比、減小線圈之間的絕緣層以及增加線圈之間的耦合程度等[15]。</p><p>　　(3)減小線圈的分布電容</p><p>　　在開關(guān)電源的每個通、斷轉(zhuǎn)換期間,線圈分布電容將反復(fù)充、放電,這樣,其上的能量被吸收將使電源效率降低。此外,分布電容與線圈的分布電感也會構(gòu)成LC振蕩回路,并產(chǎn)生振蕩噪聲。

102、對于初級線圈的分布影響,可以采取如下措施來減小線圈的分布電容:一是盡量減小每匝導(dǎo)線的長度;二是將初級線圈的始端接漏極;三是在 初級線圈之間加絕緣層[16]。</p><p><b>　　3.3 EMC設(shè)計</b></p><p>　　圖3-5EMI電路圖</p><p>　　3.3.1電磁干擾源</p><p>　　元器

103、件固有噪聲。它們主要有熱噪聲，散粒噪聲、接觸噪聲等，但是在功率轉(zhuǎn)換的電子應(yīng)用中，這類噪聲并不重要，它只在信號變換，信息處理，通信接收等微弱信號處理中才有十分顯著的影響。</p><p>　　半導(dǎo)體二極管在開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁噪聲。在快速開通和關(guān)斷的同時，瞬時變化的電壓和電流，如其di/dt很大，就會形成很強的電磁噪聲，例如二極管整流時由于非線性而產(chǎn)生的電流尖脈沖，不僅會產(chǎn)生二次、三次……及高次諧波的干擾，而且還會

104、形成連續(xù)頻譜的電磁干擾噪聲，分布在較低的高頻范圍內(nèi)。</p><p>　　功率半導(dǎo)體器件（如雙極性三極管、場效應(yīng)管、IGBT等），在開關(guān)過程中，存在很高的di/dt。</p><p>　　3.3.2電磁干擾中傳導(dǎo)干擾的兩種形式</p><p>　　電磁干擾按其性質(zhì)來說，可以劃分成兩種形式：差模干擾和共模干擾。差模干擾是指在相線L與中線N之間存在相位相反的信號；共模干

105、擾是在在相線L與地GND之間以及中線N與地GND之間存在的相位相同、幅度也基本相等的干擾信號。后一類來自電磁空間輻射、分布電容的寄生耦合，漏磁感應(yīng)，即同一干擾源通過寄生參數(shù)耦合到相線和中線上，它對電源線的每一根的作用基本上相同的，因而所產(chǎn)生的干擾電壓是同相位的、幅度也差不多一樣。一般兩種干擾是同時存在的，由于線路的阻抗不平衡，兩種干擾在傳輸過程中還會相互轉(zhuǎn)化，情況十分復(fù)雜[17]。</p><p>　　3.3.3

106、如何消除和減少傳導(dǎo)干擾</p><p>　　為了消除和減少傳導(dǎo)干擾，滿足電磁兼容要求，通常采取的措施有：電路布線設(shè)計、屏蔽、接地、加濾波電路等。</p><p><b>　　1、電路布線設(shè)計</b></p><p>　　產(chǎn)品內(nèi)部的干擾主要來源于寄生耦合，在電路設(shè)計時要抑制寄生耦合的產(chǎn)生，減少那些寄生參數(shù)。實際布線時，將不同工作頻率的走線分開，高

107、壓與低壓的走線分開；處于強磁場的地線不應(yīng)形成回路，以免感應(yīng)出地環(huán)電流而造成干擾；產(chǎn)生電磁場較長的元器件和對電磁場敏感的元器件布置時應(yīng)互相垂直、遠離或加以屏蔽以減少互感耦合；各級電路最好按電原理圖順次排列，而不要交叉排列，務(wù)必使各級電路自成回路，前后電路間避免形成不良的寄生反饋。PCB的布線應(yīng)盡量縮短，輸入線最好遠離帶有高頻電流的導(dǎo)線。</p><p><b>　　外殼接地</b></p

108、><p>　　（1）實現(xiàn)對電場的屏蔽，用屏蔽來消弱外界噪聲引起的干擾。如對某些元器件單獨進行小范圍的屏蔽，其抑制電磁干擾的效果會更好。</p><p>　　（2）接地具有很低的阻抗，使系統(tǒng)中各路電流通過該公共阻抗直接接地，例如電源的相線和中線通過Y電容接外殼和大地，可以減小系統(tǒng)的傳導(dǎo)干擾。為了避免漏電，傷及人身，Y電容一定要能足夠承受較高的耐壓而不擊穿。</p><p>