基于正激變換器的設(shè)計畢業(yè)設(shè)計

1、<p>　　畢業(yè)設(shè)計（論文）任務(wù)書</p><p>　　學院： 電氣工程學院 系級教學單位：電氣工程系 </p><p>　本科畢業(yè)設(shè)計（論文）</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　隨著微處理器與數(shù)字處理器的

2、發(fā)展，需要為它們提供更低的輸出電壓，更大的電流。因此，對低壓大電流正激變換器及其相關(guān)技術(shù)的研究，在近幾年得到廣泛的關(guān)注。</p><p>　　本文首先介紹了傳統(tǒng)正激變換器高頻變壓器磁復(fù)位技術(shù)，比較了各種磁復(fù)位拓撲的優(yōu)缺點，最后選擇了有源箝位正激變換器作為本次設(shè)計的主拓撲。其次，分析了有源箝位正激變換器的工作過程，并對其中的典型參數(shù)進行了計算推導。再次，在分析了三種驅(qū)動方式的基礎(chǔ)上，對有源箝位正激變換器專用驅(qū)動芯片

3、NCP1562進行管腳功能介紹，以及外圍電路的搭建。主要包括輔助電源，過流、過欠壓保護，振蕩頻率，誤差反饋輸入等相關(guān)電路的設(shè)計。最后，完成器件的參數(shù)計算，器件的最終選型，并采用MATLAB對系統(tǒng)進行仿真。得到電壓、電流的輸出波形，完成了對波形的簡要分析，論證了理論分析的正確性和設(shè)計方案的可行性。</p><p>　　關(guān)鍵詞　正激變換器 有源箝位 變壓器磁復(fù)位</p><p><b

4、>　　Abstract</b></p><p>　　With the development of microprocessor and digital processor, lower output voltage and higher current is needed to provide. Therefore, research on lower output voltage and h

5、igher current forward converter is widely focused on.</p><p>　　Firstly, the high frequency transformer magnetic reset technique of traditional forward converter is introduced in this paper. The advantage and

6、 disadvantage of various magnetic reset topologies is compared. An active clamp forward converter is chosen as the main topology of this design. The working process of active clamp forward converter and the typical param

7、eters of the calculation and derivation are analyzed. Thirdly, based on analysis of the three driving modes, pin function of the active </p><p>　　Keywords　Forward converter Active clamp Transformer magne

8、tic reset</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　第1章 緒論1</b></p><p>　　1.1 課題背景1<

9、;/p><p>　　1.1.1 開關(guān)電源的發(fā)展1</p><p>　　1.1.2 選題目的及意義2</p><p>　　1.2 開關(guān)電源2</p><p>　　1.2.1 開關(guān)電源定義2</p><p>　　1.2.2 開關(guān)電源基本結(jié)構(gòu)3</p><p>　　1.2.3 開關(guān)電源特點4&

10、lt;/p><p>　　1.3 研究的主要內(nèi)容5</p><p>　　第2章 正激變換器6</p><p>　　2.1 傳統(tǒng)單端正激變換器6</p><p>　　2.1.1 帶復(fù)位繞組的單端正激變換器6</p><p>　　2.1.2 RCD箝位單端正激變換器7</p><p>　　2.1

11、.3 LCD箝位單端正激變換器9</p><p>　　2.2 有源箝位單端正激變換器10</p><p>　　2.2.1 有源箝位單端正激變換器工作原理10</p><p>　　2.2.2 有源箝位正激變換器典型參數(shù)分析16</p><p>　　2.2.3 變壓器磁芯參數(shù)分析18</p><p>　　2.3

12、本章小結(jié)22</p><p>　　第3章 控制電路23</p><p>　　3.1 驅(qū)動脈沖調(diào)制方式分析23</p><p>　　3.1.1 PWM脈沖寬度調(diào)制23</p><p>　　3.1.2 PFM脈沖頻率調(diào)制24</p><p>　　3.1.3 PWM-PFM脈寬脈頻綜合調(diào)制24</p>

13、<p>　　3.2 開關(guān)電源控制方式分析26</p><p>　　3.2.1 電壓控制型26</p><p>　　3.2.2 電流控制型26</p><p>　　3.2.3 V2控制型27</p><p>　　3.3 驅(qū)動芯片NCP156229</p><p>　　3.3.1 芯片簡要概述29

14、</p><p>　　3.3.2 各個引腳功能30</p><p>　　3.3.3 NCP1562外圍電路32</p><p>　　3.4 反饋回路38</p><p>　　3.5 本章小結(jié)41</p><p>　　第4章 器件選型及系統(tǒng)仿真42</p><p>　　4.1 器件選型參

15、數(shù)計算42</p><p>　　4.1.1 估算直流輸入、輸出功率42</p><p>　　4.1.2 計算最小和最大直流輸入電壓42</p><p>　　4.1.3 整流橋后輸入濾波電容CIN的計算42</p><p>　　4.1.4 變壓器參數(shù)計算43</p><p>　　4.1.5 各半導體器件參數(shù)計算

16、45</p><p>　　4.1.6 箝位電容C的參數(shù)47</p><p>　　4.1.7 輸出濾波參數(shù)48</p><p>　　4.2 系統(tǒng)仿真49</p><p>　　4.2.1 開環(huán)主電路的仿真49</p><p>　　4.2.2 閉環(huán)系統(tǒng)的仿真53</p><p>　　4.3

17、 本章小結(jié)57</p><p><b>　　結(jié)論58</b></p><p><b>　　參考文獻59</b></p><p><b>　　致謝61</b></p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p>

18、<b>　　1.1 課題背景</b></p><p>　　1.1.1 開關(guān)電源的發(fā)展 </p><p>　　開關(guān)電源的前身是線性穩(wěn)壓電源。在開關(guān)電源出現(xiàn)之前，許多控制設(shè)備的工作電源都采用線性穩(wěn)壓電源。由于計算機等電子裝置的集成度不斷增加，功能越來越強，他們的體積卻越來越小，因此迫切需要體積小、重量輕、效率高、性能好的新型電源，這就成了開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展的強大動力。<

19、;/p><p>　　開關(guān)電源的發(fā)展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發(fā)展休戚相關(guān)的。在20世紀60年代末，巨型晶體管（GTR）的出現(xiàn)，使得采用高工作頻率的開關(guān)電源得以問世，那時確定的開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)一直沿用至今。后來隨著電力MOSFET的應(yīng)用，開關(guān)電源的頻率進一步提高，使得電源體積更小，重量更輕，功率密度進一步提高。在20世紀80年代，IGBT的出現(xiàn)使僅適用于小功率場合的開關(guān)電源在中大功率直流電源場合也得以發(fā)揮作用

20、。在20世紀80年代后的20年為了解決因開關(guān)頻率提高而引發(fā)的電磁干擾問題，出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)。</p><p>　　隨后在20世紀90年代，開關(guān)電源的發(fā)展更是日新月異。許多新的領(lǐng)域和新的要求又對開關(guān)電源提出了更新更高的挑戰(zhàn)。正是由于外界的要求推動了兩個開關(guān)電源的分支技術(shù)一直成為當今電力電子的研究課題，它們是有源功率因數(shù)校正技術(shù)（PFC）和低壓大電流高功率DC/DC變換技術(shù)。</p><p>

21、　　電源相關(guān)技術(shù)的研究正處于迅速發(fā)展的階段，可以想象下面幾個問題是開關(guān)電源發(fā)展的永恒方向：</p><p>　　1.高頻化 開關(guān)電源頻率要高，這樣動態(tài)響應(yīng)才能快，配合高速微處理器工作是必需的，也是減小體積的重要途徑。</p><p>　　2.體積小 要想減小電源體積，變壓器電感，濾波電容、電感都要減小體積。</p><p>　　3.效率高 高效工作模式下產(chǎn)生的熱能會

22、少，散熱變得容易，從而容易達到高功率密度。</p><p>　　4.軟開關(guān) 在實際應(yīng)用過程中，開關(guān)頻率的提高伴隨著開關(guān)損耗的增加，電路效率嚴重下降，電磁干擾也增大。這些問題促使軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)運而生。所謂軟開關(guān)技術(shù)就是在電路工作過程中實現(xiàn)開關(guān)器件的零電壓(ZVS)或零電流(ZCS)開關(guān)，即在開關(guān)器件開通和關(guān)斷的過程中使其承受的電壓或流過的電流為零，使其開關(guān)損耗為零(理想情況)。</p><p>

23、;　　1.1.2 選題目的及意義</p><p>　　隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展,電子系統(tǒng)的應(yīng)用領(lǐng)域越來越廣泛,電子設(shè)備的種類也越來越多,電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切。任何電子設(shè)備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。20世紀50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標，為搭載火箭開發(fā)了開關(guān)電源。20世紀80年代，計算機全面實現(xiàn)了

24、開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代。20世紀90年代，開關(guān)電源在電子、電器設(shè)備、家電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，開關(guān)電源技術(shù)進入快速發(fā)展期。由此可見，開關(guān)電源在各個方面都與人們息息相關(guān)，對它的研究給人們帶來的方便是有目共睹的。</p><p>　　開關(guān)電源的高頻化是電源技術(shù)發(fā)展的創(chuàng)新技術(shù)，高頻化帶來的效益是使開關(guān)電源裝置空前的小型化，并使開關(guān)電源進入更廣泛的領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化

25、、輕硬化。另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約資源及環(huán)境保護方面都具有深遠意義。</p><p><b>　　1.2 開關(guān)電源</b></p><p>　　1.2.1 開關(guān)電源定義</p><p>　　開關(guān)電源是線性穩(wěn)壓電源的前身,其這一稱謂的產(chǎn)生也是相對于線性穩(wěn)壓電壓而來的?？梢韵胂?，開關(guān)電源應(yīng)該就是在拓撲中半導體器件工作在開關(guān)狀態(tài)的電源。如此，假

26、如把四大類基本的電力電子電路(AC-DC拓撲、DC-AC拓撲、AC-AC拓撲、DC-DC拓撲)都看成電源電路，則所有的電力電子電路均可看成開關(guān)電源電路。但在實際當中，開關(guān)電源包含的范圍比這個范圍要小的多。</p><p>　　一般同時具備以下三個條件的電源可以看作開關(guān)電源[1]：</p><p>　　(1)開關(guān)(電路中的半導體器件工作在開關(guān)狀態(tài)而不是線性狀態(tài))</p><

27、;p>　　(2)高頻(電路中的半導體器件工作在高頻狀態(tài)而不是接近工頻的低頻)</p><p>　　(3)直流(電源的輸出是直流而不是交流)</p><p>　　1.2.2 開關(guān)電源基本結(jié)構(gòu)</p><p>　　開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)[2]主要是由輸入電網(wǎng)濾波器、輸入整流濾波器、高頻變換器、輸出整流濾波器、控制電路、輔助電源等幾部分組成?；驹硎牵航涣鬏斎腚妷航?jīng)過

28、電網(wǎng)濾波、整流濾波后得到一個直流電壓，然后通過高頻變換器將直流電壓轉(zhuǎn)變成高頻交流電壓，再經(jīng)過高頻變壓器隔離變換，輸出所要高頻交流電，最后經(jīng)過輸出整流濾波電路，將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波成所要的直流電?；究驁D如圖1-1所示：</p><p>　　圖1-1 開關(guān)電源基本結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　對其各部分作用分別簡述如下：</p><p>　　(1)EMI濾

29、波 由于電網(wǎng)的各種擾動，如雷電及電網(wǎng)工業(yè)設(shè)備串入電網(wǎng)的干擾，它們既影響負載本身又影響周圍電子設(shè)備及人的正常生活環(huán)境，因此必須予以控制，使其降低到規(guī)定的標準。</p><p>　　(2)輸入整流濾波 將輸入的交流電進行整流濾波，為變換器提供紋波較小的直流電壓，使最終的直流輸出電壓滿足要求的性能指標。</p><p>　　(3)高頻開關(guān)變換器 此部分是電源的關(guān)鍵，它把直流電壓變換成高頻交

30、流電，經(jīng)高頻變壓器變換成所要求的隔離輸出交流電壓。</p><p>　　(4)輸出整流濾波 將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需求的直流電壓，同時還可以防止高頻噪聲對負載的干擾。</p><p>　　(5)控制電路 反饋輸出直流電壓，與基準值進行比較，然后隔離放大，同振蕩電路一同控制開關(guān)器件的觸發(fā)脈沖寬度，從而控制變換器以保證輸出電壓的穩(wěn)定。</p><p>

31、;　　(6)輔助電源 為控制電路、驅(qū)動芯片等提供所需的直流電壓，以保證它們的工作穩(wěn)定可靠。</p><p>　　1.2.3 開關(guān)電源特點</p><p>　　隨著開關(guān)電源高頻化，它已經(jīng)在電子領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，而實踐表明其特性相比線性電源有許多的優(yōu)越性。</p><p>　　(1)穩(wěn)壓范圍寬 開關(guān)電源根據(jù)實際需要可以做到在輸入85V～265V范圍內(nèi)輸出穩(wěn)壓，且還能

32、保持電路的高效率。</p><p>　　(2)濾波器件體積小 由于開關(guān)頻率的提高，濾波電容的容量減小，相對的濾波器件體積也變小，更適合于開關(guān)電源小型化的應(yīng)用需求。</p><p>　　(3)節(jié)約能源 開關(guān)電源中的開關(guān)器件工作在開關(guān)狀態(tài)，相對功率損耗很小，效率高，其效率最高可達到95%。</p><p>　　但是，開關(guān)電源也有其缺點，應(yīng)采取相應(yīng)措施加以克服。<

33、;/p><p>　　(1)由于其中有器件工作在開關(guān)狀態(tài)，同時開關(guān)頻率又比較高，因而給供電線路及負載都會帶來高頻干擾。電路中應(yīng)當采取有效措施抑制干擾，使其達到規(guī)定的標準。</p><p>　　(2)開關(guān)電源比線性電源所用開關(guān)器件增加許多，因此可靠性設(shè)計特別重要，需要考慮各個方面來保證電源的可靠性。</p><p>　　1.3 研究的主要內(nèi)容</p><

34、p>　　本論文首要任務(wù)是設(shè)計一個隔離型開關(guān)穩(wěn)壓電源，如此將對應(yīng)用最廣泛、最基本的正激變換器進行各方面分析研究，完成基于NCP1562控制芯片的電路設(shè)計，主要工作如下：</p><p>　　1）正激變換器變壓器磁復(fù)位電路的各種拓撲結(jié)構(gòu)優(yōu)缺點的比較，以及有源箝位正激變換器工作原理的分析。</p><p>　　2）學習NCP1562控制芯片的引腳功能，工作原理，完成外圍電路的搭建。<

35、/p><p>　　3）主電路所用器件參數(shù)計算公式的推導及器件的最終選型，還可以結(jié)合閉環(huán)反饋回路的設(shè)計對電源的輸出進行校正。</p><p>　　4）MATLAB仿真電路的搭建，電源性能指標的測定，工程圖紙、元器件列表的繪制。</p><p><b>　　第2章 正激變換器</b></p><p>　　正激變換器（Forwar

36、d Converter）可以看成是由Buck變換器演化而來的，它在開關(guān)閉合期間實現(xiàn)能量的傳遞。在正激變換器中，變壓器的原、副繞組同時工作，副繞組中的電流產(chǎn)生的磁通將抵消原繞組電流所產(chǎn)生的磁通（勵磁磁通除外），因此可以傳遞更大的功率。這是正激變換器的特點。</p><p>　　在正激變換器中，繞組流過的是單向脈動激磁電流，如果沒有每個周期都發(fā)揮作用的去磁環(huán)節(jié)，剩余磁通就會積累導致飽和。因此必須設(shè)法使變壓器磁芯的磁通

37、恢復(fù)到上一個周期開始時的數(shù)值。這一要求稱作變壓器的磁化狀態(tài)復(fù)位條件。這也是正激變換器能正常工作的條件。針對變壓器磁復(fù)位有多種拓撲，可以比較它們的優(yōu)缺點。</p><p>　　2.1 傳統(tǒng)單端正激變換器</p><p>　　2.1.1 帶復(fù)位繞組的單端正激變換器 </p><p>　　帶復(fù)位繞組[3]的正激變換器技術(shù)成熟可靠，磁化能量可以無損的回饋到直流側(cè)。其拓撲如圖

38、2-1：</p><p>　　圖2-1 帶復(fù)位繞組的正激變換器</p><p>　　變壓器的磁復(fù)位由繞組N3和二極管VD3(上圖虛線框中所示)來完成，在開關(guān)S斷開期間，變壓器的磁能經(jīng)過繞組N3和回饋二極管VD3向電源端饋送，完成勵磁能量的轉(zhuǎn)移并同時使磁芯的磁化狀態(tài)復(fù)位。但這種復(fù)位技術(shù)主要存在如下缺點：</p><p>　　(1)復(fù)位繞組N3使得變壓器結(jié)構(gòu)和設(shè)計復(fù)雜

39、化</p><p>　　(2)在開關(guān)器件S關(guān)斷時，變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰需要RC緩沖電來吸收，電路在滿載運行時表現(xiàn)尤為突出。 </p><p>　　(3)開關(guān)器件S承受的電壓UDS(公式2-1)與輸入電壓Vi成正比，當電路</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　工作在寬輸入時，須采用高

40、壓功率MOSFET，而高壓功率MOSFET導通阻抗大，因而導通損耗大。</p><p>　　(4)當Vi=Vimax時，占空比d=dmin很小，不易于大功率輸出。</p><p>　　2.1.2 RCD箝位單端正激變換器</p><p>　　該變壓器磁復(fù)位拓撲工作過程可以分為五個階段，由此分析得到拓撲優(yōu)缺點，其主要缺點在于部分磁化能量消耗在箝位電阻R中，因此電源效率

41、相對較低。</p><p>　　通過對其工作過程的分析可以推導出箝位電壓UC為：</p><p><b>　　(2-2)</b></p><p>　　式中 n----變壓器變比</p><p>　　Lm----磁化電感</p><p>　　fs ----開關(guān)頻率</p><

42、;p>　　LIK----一次側(cè)和二次側(cè)的漏感</p><p>　　Cs----晶體管輸出電容、箝位二極管結(jié)電容、整流二極管折算到一次側(cè)的結(jié)電容和變壓器繞組電容的總和</p><p>　　RCD箝位[4]拓撲結(jié)構(gòu)如圖2-2所示,虛線框中部分即為箝位電路:</p><p>　　圖2-2 RCD箝位單端正激變換器</p><p>　　由式(

43、2-2)可知：UC與Vi無關(guān)；增大Lm可降低UC；增加Cs可降低UC，這可以在開關(guān)器件S的漏—源極間并聯(lián)電容來完成，然而這樣將會增加開關(guān)器件的容性開通損耗；減小LIK可降低UC，這是降低箝位電壓的關(guān)鍵因素。</p><p>　　和采用復(fù)位繞組的單端正激變換器相比，RCD箝位單端正激變換器優(yōu)點如下：</p><p>　　(1)磁復(fù)位電路簡單 </p><p

44、>　　(2)開關(guān)管電壓應(yīng)力較低</p><p>　　(3)占空比d可以大于0.5，適合較寬范圍電壓輸入</p><p>　　它的缺點是大部分磁化能量消耗在箝位電阻R中，電源效率較低。因此，該拓撲適用于價廉、效率要求不高的場合。</p><p>　　2.1.3 LCD箝位單端正激變換器</p><p>　　LCD箝位單端正激變換器[5]能

45、夠?qū)⒆儔浩鞯募ご拍芰糠答伝仉娋W(wǎng)，使變壓器磁通復(fù)位，還能夠有效抑制開關(guān)器件關(guān)斷時由于漏感能量所造成的電壓尖峰。其拓撲結(jié)構(gòu)如圖2-3所示，虛線框中部分可以完成變壓器磁通復(fù)位。</p><p>　　圖2-3 LCD箝位單端正激變換器</p><p>　　通過對其工作過程的分析可以發(fā)現(xiàn)開關(guān)器件S是硬開通的，開通時結(jié)電容能量將完全消耗在內(nèi)部，如此減小其開通前結(jié)電容電壓將大大減小器件開通損耗。<

46、;/p><p>　　總之，LCD箝位單端正激變換器能無損的把激磁能量和漏磁能量全部回饋給直流側(cè)，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率。但是，開關(guān)頻率>30kHZ時，LC諧振電流太大，使得導通損耗增加。因此，這種方法通常適用于=20kHZ，且當輸入電壓高的時候，電感體積過大。</p><p>　　通過對以上三種傳統(tǒng)磁復(fù)位拓撲優(yōu)缺點的比較可以發(fā)現(xiàn)，它們都不是很好，對于本次設(shè)計相對來說有源箝位正激變換器較理想，應(yīng)該

47、可以很好滿足設(shè)計性能指標。</p><p>　　2.2 有源箝位單端正激變換器</p><p>　　有源箝位單端正激變換器[6]和傳統(tǒng)的磁復(fù)位變換器相比有許多優(yōu)點：</p><p>　　(1)變壓器雙向?qū)ΨQ勵磁，可以工作在磁滯回線的第一和第三象限，變壓器可以得到充分利用，同時占空比d可以大于0.5，開關(guān)器件承受電壓較低，適用于輸入電壓范圍較寬的場合。</p&g

48、t;<p>　　(2)箝位開關(guān)管是零電壓開關(guān)</p><p>　　(3)勵磁能量和漏感能量全部無損回饋到電網(wǎng)側(cè)</p><p>　　但有源箝位正激變換器也有缺點，拓撲中多用了一個箝位開關(guān)管，使得驅(qū)動電路的設(shè)計變得復(fù)雜，而且主開關(guān)管是硬開通，存在開通損耗。</p><p>　　2.2.1 有源箝位單端正激變換器工作原理</p><p&

49、gt;　　由于正激DC/DC變換器具有電路拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離，電壓升、降的范圍寬，易于多路輸出等特點，已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場合。</p><p>　　其電路拓撲如圖2-4所示：</p><p>　　圖2-4 有源箝位單端正激變換器</p><p>　　為了更好的分析主電路工作過程，我們給出如下圖2-5所示主要工作波形圖，進而完成對主拓撲的工作狀

50、態(tài)的研究。</p><p>　　圖2-5 拓撲主要工作波形</p><p>　　為簡化分析，假設(shè)輸出濾波電感Lf足夠大，可以用一個恒流源I0表示。假設(shè)所有半導體器件都是理想器件。變壓器等效為勵磁電感Lm(漏電感忽略)和匝數(shù)比為n=Np/Ns的理想變壓器，如上圖2-4所示。考慮主開關(guān)器件S1的漏-源極之間的電容Cs，其它的寄生參數(shù)忽略。箝位開關(guān)器件S2考慮反并聯(lián)二極管VD，忽略其它寄生參數(shù)

51、。結(jié)合主電路拓撲圖2-4和圖2-5拓撲主要工作波形，把一個開關(guān)周期Ts分成七個工作狀態(tài)來對此變換器工作原理進行分析。</p><p><b>　　(1)開關(guān)狀態(tài)1　</b></p><p>　　T0時刻開關(guān)器件S1導通，二次側(cè)的二極管VD1導通，VD2處于截止狀態(tài)。功率通過變壓器傳輸?shù)蕉蝹?cè)，同時，正的輸入電壓Vi加到變壓器一次側(cè)，勵磁電流im從IM- 開始線性增加。

52、S1導通時，開關(guān)電流is1等于一次側(cè)電流ip和勵磁電流im之和。勵磁電流和一次側(cè)電流分別為</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　T1時刻，勵磁電流為</p><p><b>　　(2-5)</b>&

53、lt;/p><p>　　T01是開關(guān)器件S1的開啟時間Ton，S1的開關(guān)周期是Ts，占空比是D，則有</p><p><b>　　(2-6)</b></p><p><b>　　(2)開關(guān)狀態(tài)2</b></p><p>　　開關(guān)器件S1在T1時刻被零電壓關(guān)斷時，二極管VD1繼續(xù)導通。于此同時折算到一次側(cè)

54、的負載電流I0/n和勵磁電流im同時給開關(guān)器件S1的結(jié)電容Cs充電。由于充電電流很大，Cs相對較小，此過程可看作一個線性充電階段，US1快速上升到Vi。結(jié)電容兩端電壓為</p><p><b>　　(2-7)</b></p><p><b>　　勵磁電流為</b></p><p><b>　　(2-8)</

55、b></p><p>　　T2時刻，當Cs電壓上升到輸入電壓Vi，狀態(tài)2結(jié)束。持續(xù)時間為</p><p><b>　　(2-9)</b></p><p>　　這時，勵磁電流達到了最大值IM(+) </p><p><b>　　(2-10)</b></p><p

56、><b>　　(3)開關(guān)狀態(tài)3</b></p><p>　　在這個階段，由于Cs的電壓(UCS)繼續(xù)上升，加在變壓器一次側(cè)繞組上的電壓變負，因此，二次繞組的電壓也變?yōu)樨?。二極管VD1截止，VD2導通繼續(xù)維持負載電流，但此時變壓器不再向負載傳輸能量，一次側(cè)也只有勵磁電流。結(jié)電容Cs開始同勵磁電感Lm發(fā)生諧振，UCS繼續(xù)上升，IM(+)開始減小，電容兩端電壓和勵磁電流分別為</p&g

57、t;<p><b>　　(2-11)</b></p><p><b>　　(2-12)</b></p><p>　　式中 ----勵磁電感與結(jié)電容的特征阻抗，</p><p>　　----勵磁電感與結(jié)電容諧振的角頻率，</p><p>　　在T3時刻，結(jié)電容電壓上升到，開關(guān)狀態(tài)3結(jié)束

58、。持續(xù)時間為</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p><b>　　此時勵磁電流為</b></p><p><b>　　(2-14)</b></p><p><b>　　(4)開關(guān)狀態(tài)4</b></p><p&g

59、t;　　T3時刻,結(jié)電容Cs電壓UCS上升到輸入電壓Vi和箝位電容C上的電壓總和，反并聯(lián)箝位二極管VD導通。負載電流繼續(xù)流過VD2，此時加在變壓器一次側(cè)繞組上的電壓為-UC，勵磁電流開始線性減小。由于反并聯(lián)箝位二極管VD導通，箝位開關(guān)管S2的電壓被箝位在零。所以箝位開關(guān)管S2可以被零電壓開通。在T4時刻，勵磁電流下降至零，開關(guān)狀態(tài)4結(jié)束。</p><p><b>　　持續(xù)時間為</b><

60、;/p><p><b>　　(2-15)</b></p><p><b>　　勵磁電流為</b></p><p><b>　　(2-16)</b></p><p><b>　　(5)開關(guān)狀態(tài)5</b></p><p>　　在這個階段，箝

61、位二極管VD自然截止，勵磁電流開始經(jīng)過箝位開關(guān)管S2反向流動。當勵磁電流為-ip(T3)時，關(guān)斷箝位開關(guān)管S2。由于箝位電容C和結(jié)電容Cs的存在，其兩端電壓不能突變，因此箝位開關(guān)管S2可以零電壓關(guān)斷。勵磁電流和持續(xù)時間分別為</p><p><b>　　(2-17)</b></p><p><b>　　(2-18)</b></p>

62、<p><b>　　(6)開關(guān)狀態(tài)6</b></p><p>　　箝位開關(guān)管S2關(guān)斷后，勵磁電流流過結(jié)電容Cs，Cs開始放電，勵磁電流繼續(xù)反向增加。此時</p><p><b>　　(2-19)</b></p><p><b>　　(2-20)</b></p><p>

63、;　　當結(jié)電容Cs電壓下降到輸入電壓Vi時，開關(guān)狀態(tài)6結(jié)束。</p><p><b>　　持續(xù)時間為</b></p><p><b>　　(2-21)</b></p><p><b>　　此時，勵磁電流為</b></p><p><b>　　(2-22)</b&

64、gt;</p><p><b>　　(7)開關(guān)狀態(tài)7</b></p><p>　　在此階段，結(jié)電容Cs電壓有繼續(xù)下降的趨勢，變壓器一次側(cè)電壓繼續(xù)為正，二次繞組側(cè)也變?yōu)檎?，二極管VD1導通，VD2同時也繼續(xù)導通，因為一次側(cè)電流太小不能提供負載電流，因此，二極管VD1和VD2同時導通，二次側(cè)電壓鉗位至零，一次側(cè)電壓也變?yōu)榱?。變壓器的勵磁電流繼續(xù)保持不變，流經(jīng)二極管VD1,

65、即ip=0。根據(jù)變壓器一、二次側(cè)電流關(guān)系，流過二極管VD1的電流為</p><p><b>　　(2-23)</b></p><p>　　流過二極管VD2的電流為</p><p><b>　　(2-24)</b></p><p>　　T7時刻，開通開關(guān)器件S1，開始下一個開關(guān)周期。</p>

66、;<p>　　2.2.2 有源箝位正激變換器典型參數(shù)分析</p><p>　　基于以上對有源箝位正激變換器的工作過程分析，我們可以推導出變換器參數(shù)計算公式。</p><p>　　2.2.2.1 箝位電容C的箝位電壓UC的計算 變壓器一次繞組所加的正負電壓伏-秒積保持相等，變壓器才可以完全磁通復(fù)位。因為開關(guān)狀態(tài)2、3和6的時間相對于開關(guān)狀態(tài)1、4和5來說很短，在分析過程中，

67、可將其忽略，如此</p><p><b>　　(2-25)</b></p><p>　　當輸入電壓最小時，占空比將會達到最大值，此時留給變壓器磁通復(fù)位時間最短。為了在最短時間內(nèi)完成磁通復(fù)位，箝位電容電壓最大值為</p><p><b>　　(2-26)</b></p><p>　　2.2.2.2

68、箝位電容C的選型計算 在分析工作過程時，認為C足夠大，其兩端電壓看作保持不變。然而實際應(yīng)用電路當中，箝位電容的電壓有一定的波動。在開關(guān)狀態(tài)4，箝位電容C充電，電壓會升高，在開關(guān)狀態(tài)5，箝位電容C放電，電壓會降低。如此電壓波動為</p><p><b>　　(2-27)</b></p><p>　　假如不考慮開關(guān)狀態(tài)2、3、6對勵磁電流的影響，有</p>

69、<p>　　(2-28) </p><p>　　將式(2-23)和(2-28)代入式(2-27),有</p><p><b>　　(2-29)</b></p><p>　　△UC和UC的比值是：</p><p><b>　　(2-30)</b></p>

70、<p>　　理論上，△UC和UC的比值的最大值為</p><p><b>　　(2-31)</b></p><p>　　如果取△UC和UC的比值的最大值小于等于10%，可得到</p><p><b>　　(2-32)</b></p><p>　　2.2.2.3 開關(guān)器件S1和S2驅(qū)動延

71、遲時間的計算 開關(guān)器件S1和S2驅(qū)動信號的延遲時間τ1和τ2的合理設(shè)計是保證有源箝位單端正激變換器高效工作的關(guān)鍵技術(shù)。延遲時間[7]過大，影響有效占空比。延遲時間過小，滿足不了要求。</p><p>　　開關(guān)器件S2關(guān)斷到S1開通的時間間隔為</p><p><b>　　(2-33)</b></p><p>　　式(2-33)為結(jié)電容Cs和L

72、m諧振的1/4周期。</p><p>　　事實上，這是滿足UC下降到零的極端條件。開關(guān)器件S1的觸發(fā)信號給出后，變壓器的勵磁電感并沒有馬上變?yōu)槌潆姞顟B(tài)，而是繼續(xù)處于放電狀態(tài)一定時間后才轉(zhuǎn)為充電狀態(tài)，這就產(chǎn)生占空比丟失問題，占空比丟失的這段時間也即為式(2-33)中的τ2。</p><p>　　開關(guān)器件S1關(guān)斷到S2開通的時間間隔為T3-T1＜τ2＜T4-T1,假如忽略T2-T1，則T3-T

73、1≈T3-T2≈T6-T5，如此可得</p><p><b>　　(2-34)</b></p><p>　　在實際計算過程中，式(2-33)和(2-34)可按最壞情況(Vi=Vdin(min),D=Dmax,Uc=Ucmax)來調(diào)節(jié)延遲時間常數(shù)。</p><p>　　2.2.3 變壓器磁芯參數(shù)分析</p><p>　　高

74、頻變壓器作為能量傳送、升降壓及電氣隔離的磁性元件，在開關(guān)電源中非常重要。其性能好壞不僅關(guān)系到變壓器本身的效率、發(fā)熱等問題，而且將決定著整個逆變器的技術(shù)性能，甚至導致功率管的損壞和逆變失敗。因此，研究變壓器的設(shè)計方法還是十分必要的，首先我們來研究變壓器磁芯。</p><p>　　確定磁芯尺寸有兩種途徑[8]：</p><p>　　第一種途徑是按制造廠商提供的圖表，依據(jù)各種磁芯可傳遞的能量來選

75、擇磁芯。這種方法的優(yōu)點是能快速確定磁芯使用的范圍，為設(shè)計節(jié)省時間。</p><p>　　缺點是選擇較模糊，不能準確確定需要磁芯結(jié)構(gòu)類型，不利于某些參數(shù)推算。</p><p>　　第二種途徑是計算方式:</p><p>　　目前主要有兩種方法：第一種是先求出磁芯窗口面積AW與磁芯有效截面積Ae的乘積AP，根據(jù)AP值查表確定所需磁性材料的編號，稱為AP法。</p&

76、gt;<p>　　第二種方法是先求出幾何參數(shù)，查表找出磁芯編號，然后進行設(shè)計，又稱為KG法。</p><p>　　下面推導兩種設(shè)計方法具體計算過程：</p><p>　　2.2.3.1 AP法計算推導 根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，在開關(guān)工作時，原邊電壓UP為</p><p><b>　　(2-35)</b></p>

77、<p>　　式中 UP----變壓器原邊電壓,單位 V</p><p>　　Kf ----波形系數(shù)，正弦波時為4.44,方波時為4</p><p>　　Np----變壓器一次側(cè)匝數(shù)</p><p>　　fs----開關(guān)器件工作頻率，單位Hz</p><p>　　Bw----工作磁通密度，單位T</p><p

78、>　　Ae----磁芯有效面積，單位m2 </p><p>　　磁芯的窗口面積AW乘以使用系數(shù)K0為有效面積, 該面積為一次側(cè)繞組占據(jù)的窗口面積與二次側(cè)繞組占據(jù)的窗口面積之和</p><p><b>　　(2-36)</b></p><p>　　式中 ----使用系數(shù)(),一般與線徑、繞組數(shù)有關(guān)，典型值為0.4</p>

79、<p>　　----一次側(cè)繞組每匝所占的面積</p><p>　　----磁芯窗口面積</p><p>　　----二次側(cè)繞組每匝所占的面積</p><p>　　每匝所用面積與流過該匝的電流和電流密度的關(guān)系為:</p><p><b>　　(2-37)</b></p><p><

80、;b>　　(2-38)</b></p><p><b>　　整理以上各式得到：</b></p><p><b>　　(2-39)</b></p><p>　　式中 ----變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積</p><p>　　----一次側(cè)和二次側(cè)的功率之和 <

81、;/p><p>　　式(2-39)表明，乘積受窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù) 、開關(guān)器件工作頻率、工作磁通密度、電流密度的影響。又因為電流密度直接影響溫度變化，進而影響，可表示為：</p><p><b>　　(2-40)</b></p><p>　　式中 ----電流密度比例系數(shù)</p><p>　　----常

82、數(shù)，通常由磁芯決定,如表2-1所示</p><p>　　表2-1 各種磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)</p><p><b>　　根據(jù)以上各式可得</b></p><p><b>　　(2-41)</b></p><p>　　式中 ----的乘積(cm4)</p><p>　　----之

83、和，稱為變壓器的視在功率，單位為W</p><p>　　對于不帶中間抽頭的變壓器視在功率為：</p><p><b>　　(2-42)</b></p><p>　　通過計算得到值，查表選擇合適的鐵氧體的的乘積，一般盡量選擇窗口長寬比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可盡量減小漏感。</p><p>　　2.

84、2.3.2 幾何參數(shù)法計算推導 此法又稱為法，變壓器滿載時與空載時輸出電壓是有差異的，其大小反應(yīng)電路內(nèi)阻的影響，可以用電壓調(diào)整率來表示：</p><p><b>　　(2-43)</b></p><p>　　式中 ----空載時變壓器輸出電壓，單位 V</p><p>　　----滿載時變壓器輸出電壓，單位 V</p>

85、<p>　　----各繞組的內(nèi)阻</p><p>　　假定變壓器一次側(cè)和二次側(cè)匝數(shù)相等，則</p><p><b>　　(2-44)</b></p><p>　　變壓器一次側(cè)繞組電阻可表示為</p><p><b>　　(2-45)</b></p><p>　　式中

86、 ----電阻率，銅質(zhì)的電阻率一般為 1.724×10-6Ω·cm</p><p>　　----每匝導線平均長度，單位cm</p><p>　　----一次側(cè)繞組的窗口有效使用系數(shù)(＜1/2)</p><p>　　由法拉第電磁感應(yīng)定律可得：</p><p><b>　　(2-46)</b><

87、;/p><p>　　由式(2-45)和(2-46) 可以得：</p><p><b>　　(2-47)</b></p><p>　　式(2-47)中假設(shè)原邊、二次側(cè)的使用系數(shù)相同，為總的窗口使用系數(shù)的1/2，則。令：</p><p><b>　　(2-48)</b></p><p&g

88、t;<b>　　(2-49)</b></p><p>　　又因為,根據(jù)式(2-47)式，代入式(2-48)式和(2-49)，則可得：</p><p><b>　　(2-50)</b></p><p><b>　　則幾何參數(shù)為：</b></p><p><b>　　(2

89、-51)</b></p><p>　　通過已知參數(shù)求出的值，然后可求出磁芯的其它參數(shù)，最終查表選擇合適的磁芯。</p><p>　　本文利用法計算高頻變壓器各項參數(shù)，法在本文不做計算。</p><p><b>　　2.3 本章小結(jié)</b></p><p>　　本章主要內(nèi)容首先是對正激變換器的各種變壓器磁通復(fù)位

90、技術(shù)的優(yōu)缺點進行比較，在此基礎(chǔ)上選擇有源箝位正激變換器作為此次設(shè)計的主拓撲。然后，對其工作過程進行了詳細分析，從而推導出其典型參數(shù)的計算公式。最后，對高頻變壓器的磁芯確定方法進行了初步學習，推導了法計算公式，為以后變壓器的設(shè)計打好前期基礎(chǔ)。</p><p><b>　　第3章 控制電路</b></p><p>　　3.1 驅(qū)動脈沖調(diào)制方式分析</p>&

91、lt;p>　　控制電路是高頻開關(guān)電源很重要的部分,是電源系統(tǒng)可靠工作的保證。 開關(guān)電源的控制方式基本上都采用時間比率控制()方式，根據(jù)對輸出電壓平均值進行調(diào)制的方式不同，這種控制方式又大致可分為三大類:脈寬調(diào)制、脈頻調(diào)制和調(diào)寬調(diào)頻混合電路[8]。</p><p>　　3.1.1 PWM脈沖寬度調(diào)制</p><p>　　()調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖寬度發(fā)生變化

92、的一種調(diào)制方式。在調(diào)制期間脈沖周期是固定不變的。不論是負載電流發(fā)生變化，還是輸入電壓發(fā)生變化，都會引起輸出電壓的變化，通過反饋采樣這個變化，然后經(jīng)過穩(wěn)壓控制系統(tǒng)，最終使輸出脈沖寬度改變，從而達到輸出穩(wěn)定電壓的目的。脈沖寬度調(diào)制變化如圖3-1所示，不變，發(fā)生變化，即脈沖寬度改變。</p><p><b>　　圖3-1 調(diào)制方式</b></p><p>　　3.1.2 P

93、FM脈沖頻率調(diào)制</p><p>　　()調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖周期發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。脈沖頻率調(diào)制變化如圖3-2所示，不變，即脈沖寬度不變化，而周期發(fā)生變化，即頻率改變。</p><p><b>　　圖3-2 調(diào)制方式</b></p><p>　　3.1.3 PWM-PFM脈寬脈頻綜合調(diào)制</p>

94、<p>　　脈寬脈頻綜合調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，不但使輸出脈沖寬度發(fā)生變化，而且頻率也同時發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。調(diào)制方式是同時改變周期和導通時間兩個參數(shù)來實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。兼有和的優(yōu)點，調(diào)制過程如圖3-3所示。</p><p>　　圖3-3 綜合調(diào)制方式</p><p>　　目前,以脈沖寬度調(diào)制應(yīng)用最多，其基本原理圖如下圖3-4所示。</p>

95、<p>　　圖3-4 脈沖寬度調(diào)制基本原理圖</p><p>　　基準電壓:芯片內(nèi)大部分電路由它供電,同時,兼作誤差放大器的基準電</p><p><b>　　壓輸入。</b></p><p>　　振蕩器:由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成,振蕩頻率由外接</p><p><b>　　元件所決定

96、,頻率。</b></p><p>　　誤差放大器:將取樣電壓和基準電壓比較放大,送至脈寬調(diào)制電路輸入端。</p><p>　　脈寬調(diào)制器:輸入為誤差放大器輸出。輸出分兩路,一路送給門電路,另</p><p>　　一路送給振蕩器輸入端。</p><p>　　門電路:門電路輸入分別受分頻器和脈寬調(diào)制器的輸入控制。</p>

97、<p>　　分頻器:將振蕩器的輸入分頻后輸出,控制門電路輸出脈沖的頻率。</p><p>　　3.2 開關(guān)電源控制方式分析 </p><p>　　開關(guān)電源按控制方式[9]可以分為：電壓控制型、電流控制型、控制型三種，下面對這三種控制方式作一個簡單了解。</p><p>　　3.2.1 電壓控制型</p><p>　　目前，開關(guān)電源

98、普遍采用電壓型脈寬調(diào)制()技術(shù),其結(jié)果框圖如圖3-5所示。由圖可看出，電壓控制型方法是：利用輸出電壓采樣作為控制端的輸入信號，將該信號于基準電壓進行比較，并將比較結(jié)果放大生成誤差電壓，該誤差電壓與振蕩器生成的鋸齒波進行比較生成一個脈寬與誤差電壓大小成正比的方波，該方波可以控制開關(guān)器件的導通與關(guān)斷，從而實現(xiàn)對開關(guān)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。電壓型控制方式只有一個控制環(huán)。因此，設(shè)計和分析相對比較簡單。由于鋸齒波的幅值比較大，所以抗干擾能力比較強。

99、</p><p>　　圖3-5 電壓控制型結(jié)構(gòu)框圖</p><p>　　3.2.2 電流控制型</p><p>　　電流控制型技術(shù)是近年才興起的新技術(shù)，電流型控制是針對電壓型控制的一些缺點而發(fā)展起來的。它保留了電壓控制型的輸出電壓反饋控制部分外，又增加了一個電流反饋控制環(huán)節(jié)，是一個電壓電流型雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。所謂電流型控制，就是在脈寬比較器的輸入端將電流采樣信號與誤差

100、放大器的輸出信號進行比較，以此來控制輸出脈沖的占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化。電流型控制的工作原理：采用恒定頻率時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖驅(qū)動開關(guān)器件導通，電源回路中的電流脈沖就逐漸增大，當電流在采樣電阻上的幅度達到時，脈寬比較器的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動脈沖封鎖，開關(guān)管從導通變?yōu)榻刂?。這樣，逐個檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖，就可以達到控制電源輸出電壓的目的。其結(jié)構(gòu)框圖如下圖3-6所示：</p><p>

101、　　圖3-6 電流控制型結(jié)構(gòu)框圖</p><p>　　與電壓型比較，電流型控制具有以下優(yōu)點：</p><p>　?、烹娏餍烷_關(guān)電源具有更好的電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率。</p><p>　　⑵系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)特性會有明顯改善。</p><p>　?、瞧鋬?nèi)在的限流能力、并聯(lián)均流能力，使控制電路簡單可靠。如此看來，電流控制型將會是未來開關(guān)電源較為理

102、想的控制方式。</p><p>　　3.2.3 V2控制型</p><p>　　控制型是在電流控制型的基礎(chǔ)上產(chǎn)生的，控制型與電流控制型的區(qū)別在于：控制型用濾波電容電壓采樣替代了電流控制型中的比較器的電流采樣輸入。輸出電壓反饋回來作為兩個控制環(huán)的反饋量。一是慢的外環(huán)反饋信號，輸入到低帶寬的誤差放大器，該誤差放大器將與固定的基準電壓比較，產(chǎn)生控制電壓；二是輸出電壓的紋波 </p>

103、<p>　　作為內(nèi)環(huán)反饋控制信號，作為比較器的斜坡信號反饋到比較器的輸入。事實上， 為電感的紋波電流在輸出濾波電容的寄生電阻上的壓降?？刂菩椭校俣瓤斓膬?nèi)環(huán)控制瞬態(tài)響應(yīng)，速度慢的外環(huán)負責優(yōu)化控制精度。其原理框圖如下圖3-7所示：</p><p>　　圖3-7 控制型原理框圖</p><p>　　控制型穩(wěn)態(tài)時的工作原理為：在每個周期開始時時鐘信號使鎖存器復(fù)位、開關(guān)管導通，開

104、關(guān)電流由初始值線性增大。由于負載電流固定不變，所以該變化的電流完全通過濾波電容的寄生電阻給濾波電容充電，從而在寄生電阻上產(chǎn)生與電感電流斜率相同的壓降 ，該電壓即為內(nèi)環(huán)的采樣電壓。當 增大到誤差電壓時，比較器翻轉(zhuǎn)，從而使鎖存器輸出變?yōu)榈碗娖剑_關(guān)器件關(guān)斷。直到下一個時鐘脈沖信號到來，開始一個新的周期。</p><p>　　控制型開關(guān)電源雖然響應(yīng)速度很快，但其抗干擾能力差，當占空比大于50%時，會產(chǎn)生次諧波振

105、蕩，所以要使用斜坡補償。另外，控制型方法對輸入和輸出電流都沒有直接控制，所以不便于電源的并聯(lián)使用，需要額外的電路進行過流保護。</p><p>　　本次設(shè)計最終選用有源箝位正激變換器專用芯片NCP1562，該芯片是電壓控制型16引腳芯片，可以輸出兩路驅(qū)動脈沖，分別用于驅(qū)動主開關(guān)管和有源箝位開關(guān)管，而且驅(qū)動脈沖可以設(shè)計死區(qū)時間，避免兩個開關(guān)器件同時導通。</p><p>　　3.3 驅(qū)動芯片

106、NCP1562</p><p>　　3.3.1 芯片簡要概述</p><p>　　NCP1562芯片是一款為高效DC-DC有源箝位正激變換器所設(shè)計的電壓型控制芯片，該芯片可以同時輸出兩路有重疊時間的驅(qū)動脈沖，以防止兩個開關(guān)器件同時導通，還有利于器件軟開關(guān)。主輸出用于驅(qū)動正激變換器的主MOSFET，第二路輸出可以驅(qū)動有源箝位電路的MOSFET、同步整流器件、半橋電路開關(guān)器件。</p&g

107、t;<p>　　NCP1562系列靠高精準的技術(shù)參數(shù)比如最大占空比限制、欠壓檢測和過流閾值等來降低所設(shè)計系統(tǒng)的大小。兩個顯著特點是軟關(guān)斷和時間控制的跳周期電流限制功能，當發(fā)生重要問題時，通過一個受控方式的軟關(guān)斷來關(guān)斷變換器。在過流條件下，跳周期模式將啟動軟關(guān)斷時序。</p><p><b>　　其主要特性：</b></p><p>　　(1)可調(diào)交疊延時

108、雙重控制輸出</p><p>　　(2)大于2A的輸出驅(qū)動</p><p>　　(3)以受控的軟關(guān)斷方式關(guān)閉變換器</p><p>　　(4)逐周期電流限制</p><p>　　(5)在連續(xù)電流限制條件下啟動跳周期模式</p><p>　　(6)帶輸入電壓前饋的電壓控制模式</p><p>　　

109、(7)最大開關(guān)頻率可達1MHZ</p><p><b>　　(8)雙向頻率同步</b></p><p>　　(9)獨立的欠壓和過壓檢測</p><p>　　(10)可精確設(shè)計的最大占空比限制</p><p>　　(11)可設(shè)計產(chǎn)生的最大伏秒積</p><p>　　(12)可設(shè)計的軟啟動</p

110、><p>　　(13)內(nèi)建的100V啟動電路</p><p>　　(14)精確的5V基準電壓</p><p><b>　　(15)無鉛產(chǎn)品</b></p><p>　　3.3.2 各個引腳功能</p><p>　　1.輸入電壓(Vin) 可直接連接輸入側(cè)線電壓以啟動內(nèi)建的啟動器，一個恒流源提供電流為

111、16引腳的VAUX的旁路電容充電，不需要啟動電阻，充電電流典型值為10mA，最大輸入電壓為100V。</p><p>　　2.欠壓過壓(UVOV) 輸入電壓成比例減小并由電阻取樣，過欠壓保護均采用同一個PIN腳，這是采用新結(jié)構(gòu)達到的效果。最小和最大輸入電壓是獨立調(diào)整好的。欠壓點為小于2V，過壓點為大于3V，欠壓閾值在生產(chǎn)過程中有3%的誤差，過欠壓檢測點均存在100mV的滯后。</p><p&

112、gt;　　3.電壓前饋(FF) 從線電壓上取的一個外接RC分壓器產(chǎn)生電壓前饋斜坡，這個斜坡被PWM比較器用來設(shè)定占空比，形成直接輸入線調(diào)節(jié)。每個周期通過內(nèi)置的下拉晶體管對外部電容進行放電，一旦放電，電容就被有效接地，直到下一個周期開始。</p><p>　　4.電流檢測(CS) 過流檢測輸入，當CS電壓超過0.2V(或是NCP1562B超過0.5V)，變換器將工作在逐周期電流限制模式。一旦有檢測到電流限制脈沖

113、，跳周期定時器將被啟動。在正常工作狀態(tài)時，內(nèi)建的前沿消隱脈沖將防止破壞性的誤觸發(fā)。為了提高對故障的反應(yīng)速度，前沿消隱脈沖在軟起動和輸出過載時失效。</p><p>　　5.控制回路地(GND) 所有的控制和時間組件接地點，應(yīng)采用最短的連接方式以提高對噪聲的抗干擾能力。</p><p>　　6.工作頻率(RTCT) 從參考電壓取樣的外接RTCT來設(shè)定主輸出的工作頻率和最大占空比，最大工作

114、頻率可達到1MHZ，通過對CT的連續(xù)充放電來產(chǎn)生一個幅值在2V到3V之間的鋸齒波。通過對鋸齒波的最大值和最小值的精確控制來提供可精確控制的占空比和頻率。在CT放電期間，輸出被關(guān)斷。</p><p>　　7.同步端(SYNC) 雙向的頻率同步器，允許和另外一個NCP1562保持同步。低頻率的那個成為從頻率，也可以與外部信號保持同步。</p><p>　　8.參考電壓(VREF) 精準的5

115、V參考，最大輸出電流為5mA，外部需要一個旁路電容，推薦容量在0.047-1.0uF。</p><p>　　9.誤差輸入(VEA) 外部誤差信號輸入，并與前饋斜坡相比較。在輸入到PWM比較器之前，一個串聯(lián)的二極管和電阻對電壓進行補償，一個內(nèi)置的上拉電阻允許直接連接到光藕。</p><p>　　10.軟啟動，軟關(guān)斷(SS) 一個10uA電流源為外接于此腳的電容充電。在啟動時，通過比較這個

116、腳的電壓和前饋斜坡來限制占空比。在穩(wěn)定的狀態(tài)下，SS電壓大約在3.8V，一旦發(fā)生欠壓、過壓、過溫或跳周期故障時，電容將被一個受控的100uA電流源放電，占空比將逐步下降到0%。</p><p>　　11.延時電阻(tD) 通過地和此引腳的外接電阻來設(shè)定OUT1和OUT2間的延遲時間。</p><p>　　12.跳周期時間(CSKIP) 在連續(xù)過流條件下，變換器將被關(guān)斷。故障時間和變換器

117、的關(guān)斷時間均由此腳的電容來決定。當檢測到電流限制發(fā)生時，跳周期定時器將被啟動，一旦啟動，CCSKIP將被一個100uA的電流源充電。如果過流故障在進入軟關(guān)斷前移除，電容將被10uA的電流源放電。一旦CCSKIP達到3.0V，變換器進入到軟關(guān)斷模式，同時CCSKIP被10uA電流源放電，當CCSKIP達到0.5V，變換器將重新啟動。如果過流能在這個階段清除，CCSKIP將被放電到0V，否則，又將從0.5V被重新充電，建立一個打隔工作模式。

118、</p><p>　　13.第二輸出(OUT2) PWM控制器的第二個輸出，可以用來驅(qū)動有源箝位/復(fù)位開關(guān)、同步整流器或是兩者皆可。OUT2有一個可以調(diào)節(jié)的前、后沿交迭延時，與OUT1相反，OUT2最大輸出驅(qū)動為1.0A。</p><p>　　14.輸出接地(PGND) 連接到OUT1 和OUT2的地，采用最短連接方式。</p><p>　　15.主輸出(OUT

119、1) 控制器的主要輸出端，最大輸出驅(qū)動電流為2.5A。</p><p>　　16.正電壓(VAUX) 正電壓輸入，外接一個電容用來儲存電能，內(nèi)置電流源從PIN1腳提供電流為電容充電。當達到10.3V，電流源被關(guān)閉，同時啟動輸出。當VAUX下降到8V，電流源將恢復(fù)充電。如果偏置電流的損耗超過啟動電流，VAUX將持續(xù)放電。當VAUX達到7.0V，輸出將被關(guān)斷，并允許VAUX充電。在正常工作時，IC通過輔助繞組獲得