單相逆變器并網(wǎng)工作原理分析與仿真

1、<p>　　第2章 基于定頻積分的逆變器并網(wǎng)控制</p><p><b>　　2.1 引言</b></p><p>　　本章探索了一種基于定頻積分控制的可選擇獨(dú)立工作和并網(wǎng)運(yùn)行兩種工作模式的光伏逆變器控制方案，對(duì)其工作原理以及并網(wǎng)電流紋波影響因素進(jìn)行了理論分析，推導(dǎo)了控制方程，并給出了計(jì)算機(jī)仿真分析結(jié)果。</p><p>　　2.

2、2 逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)總體方案設(shè)計(jì)</p><p>　　如本文第一章所述，并網(wǎng)型逆變器主要應(yīng)用在可再生新能源并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)中，因此，對(duì)逆變器并網(wǎng)控制方案的研究也必須結(jié)合新能源發(fā)電的特點(diǎn)，達(dá)到最大限度的利用可再生資源。作者設(shè)計(jì)了一種既可以控制逆變器工作在并網(wǎng)送電狀態(tài)，又可以控制逆變器工作在獨(dú)立帶載狀態(tài)的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)。逆變器的具體工作模式由工作場合和用戶需求決定，系統(tǒng)具有多功能。</p><

3、p>　　本系統(tǒng)采用以定頻積分為核心的控制方案。逆變器并網(wǎng)工作時(shí)采用基于定頻積分的電流控制方案；獨(dú)立工作時(shí)，在并網(wǎng)電流控制方案的基礎(chǔ)上加入電壓PI外環(huán)，實(shí)現(xiàn)輸出電壓控制。定頻積分控制不僅將并網(wǎng)輸出電流控制和獨(dú)立輸出電壓控制有機(jī)地融合在一起，而且使系統(tǒng)在兩種工作模式下都具有良好的性能。</p><p>　　2.3 定頻積分控制的一般理論</p><p>　　所謂定頻積分控制是指保持電路

4、工作的開關(guān)頻率不變，而通過積分器和D觸發(fā)器來控制開關(guān)器件在每個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間。圖2-1所示為定頻積分控制的一般原理圖。</p><p>　　定頻積分控制是基于單周期控制的一種控制方法[43~45]。單周期控制是一種非線性控制技術(shù)，該控制方法的突出特點(diǎn)是：無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量(通常為斬波波形)的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，有效的抵制電源側(cè)的擾動(dòng)，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也

5、沒有暫態(tài)誤差，這種控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場合，比如脈寬調(diào)制、諧振、軟開關(guān)式的變換器等。下面具體從理論上分析基于單周控制的定頻積分控制的一般原理和特點(diǎn)。</p><p>　　圖2-1 定頻積分控制的工作原理圖</p><p>　　Fig.2-1 Schematic diagram of unified constant-frequency integration control

6、</p><p>　　假設(shè)開關(guān)運(yùn)行開關(guān)頻率為，開關(guān)函數(shù)為：</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　式中為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，為開關(guān)關(guān)斷時(shí)間，。</p><p>　　在每一開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為，關(guān)斷時(shí)間為，占空比為，給定信號(hào)，開關(guān)輸入信號(hào)為，輸出信號(hào)為，它是由輸入信號(hào)經(jīng)開關(guān)斬波后形成的信號(hào)，因

7、此又稱為開關(guān)變量。與，三者之間的關(guān)系如下：</p><p><b>　　(2-2)</b></p><p>　　假設(shè)開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入信號(hào)及給定信號(hào)的頻率，即在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，、均認(rèn)為是常數(shù)。對(duì)于傳統(tǒng)控制而言，占空比由給定信號(hào)線性調(diào)制而成，可寫為：</p><p><b>　　(2-3)</b></p>&l

8、t;p>　　式中為常數(shù)。因此輸出信號(hào)的平均值為：</p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　上式表明：應(yīng)用傳統(tǒng)電壓反饋控制，輸出信號(hào)是輸入信號(hào)與給定信號(hào)的乘積。因此，輸入信號(hào)的變化必然導(dǎo)致輸出信號(hào)的變化，開關(guān)是非線性的。</p><p>　　對(duì)于單周控制，其原則是保證在每一開關(guān)周期內(nèi)，輸入信號(hào)的積分值恰好等于給定

9、信號(hào)，即：</p><p><b>　　(2-5)</b></p><p>　　將式(2-1)、(2-3)代入上式整理得：</p><p><b>　　(2-6)</b></p><p>　　由于開關(guān)周期固定，則輸出信號(hào)在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于給定信號(hào)，即為：</p><p

10、><b>　　(2-7)</b></p><p><b>　　式中為常數(shù)。</b></p><p>　　因此，開關(guān)輸出信號(hào)只需在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)便可跟蹤給定信號(hào)，基于這種思想的非線性技術(shù)稱為單周期控制技術(shù)，采用這種控制技術(shù)，開關(guān)輸出信號(hào)只與給定信號(hào)有關(guān)，即：</p><p><b>　　(2-8)</b

11、></p><p>　　開關(guān)輸出完全抑制了輸入干擾，線性的再現(xiàn)了給定信號(hào)，因此，基于單周期控制技術(shù)的定頻積分控制可以將一個(gè)非線性開關(guān)變成一個(gè)線性開關(guān)。這種控制可以有效抑制輸入信號(hào)的擾動(dòng)，使得系統(tǒng)的輸出迅速跟蹤輸入給定的變化，系統(tǒng)具有優(yōu)良的抗擾動(dòng)性和跟隨性能。</p><p>　　2.4 基于定頻積分的并網(wǎng)控制方案</p><p>　　2.4.1 并網(wǎng)工作原

12、理分析與控制方程推導(dǎo)</p><p>　　本文選擇電壓源型全橋逆變器作為研究對(duì)象。圖2-2所示為電壓源電流控制模式下的單相逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)的等效電路示意圖。</p><p>　　逆變器并網(wǎng)控制的目標(biāo)是：控制逆變電路輸出的交流電流為穩(wěn)定的、與電網(wǎng)同頻同相的正弦波，也就是實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)送電。本文采用定頻積分控制實(shí)現(xiàn)逆變器的并網(wǎng)控制。逆變器輸出波形調(diào)制采用雙極性調(diào)制策略。所謂雙極性調(diào)制指的是

13、逆變器橋路兩橋臂交叉對(duì)應(yīng)開關(guān)V1和V4、V2和V3分別各由一個(gè)信號(hào)控制，兩個(gè)信號(hào)相位相反。并網(wǎng)控制方程的推導(dǎo)過程如下。</p><p>　　圖2-2 單相全橋逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)等效電路</p><p>　　Fig.2-2 Single phase grid-connected full-bridge inverter system</p><p>　　為簡化分析，首

14、先作如下假設(shè)：</p><p>　　(1)直流側(cè)電壓保持恒定。</p><p>　　(2)開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率和逆變器輸出電流的頻率。</p><p>　　設(shè)開關(guān)頻率為，開關(guān)周期為，開關(guān)導(dǎo)通占空比為，為逆變器輸出濾波電感上的電壓，為直流側(cè)電壓，為電網(wǎng)電壓，為逆變器電感電流，由于逆變器采用雙極性調(diào)制，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感兩端的電壓滿足：</p>&l

15、t;p>　　在<<期間，器件V1、V4導(dǎo)通，V2、V3關(guān)斷，有：</p><p><b>　　(2-9)</b></p><p>　　在<<期間，器件V2、V3導(dǎo)通，V1、V4關(guān)斷，有：</p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　在準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)情況

16、下，根據(jù)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感的伏秒平衡原則有：</p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　由式(2-11)可得：</p><p><b>　　(2-12)</b></p><p>　　逆變器并網(wǎng)工作時(shí)，要求逆變器輸出的正弦波電流，且要求該電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相，因此可以引

17、入兩個(gè)常量、，且、都大于零，由和共同來決定逆變器輸出功率的大小。用來限定逆變器的最大輸出電流，用以控制輸出功率的大小。則逆變器并網(wǎng)工作時(shí)，輸出電流可以由下式表示：</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p>　　假設(shè)為電流檢測電阻，則式(2-13)可以寫成如下：</p><p><b>　　(2-14)</

18、b></p><p>　　將式(2-12)帶入式(2-14)的得到下面方程：</p><p><b>　　(2-15)</b></p><p><b>　　假設(shè)：</b></p><p><b>　　(2-16)</b></p><p>　　可看成

19、控制輸出功率大小的控制量，則與開關(guān)占空比有關(guān)的控制表達(dá)式可以通過積分電路對(duì)一個(gè)常量的積分來實(shí)現(xiàn)，具體如下：</p><p><b>　　(2-17)</b></p><p>　　其中為積分器積分時(shí)間常數(shù)，當(dāng)取積分時(shí)間常數(shù)為開關(guān)周期的一半，即時(shí)，式(2-17)成立。由式(2-15)和式(2-17)可得到系統(tǒng)的控制方程如下：</p><p><

20、;b>　　(2-18)</b></p><p>　　因此，逆變器并網(wǎng)工作時(shí)，只需一個(gè)電流環(huán)就能滿足控制方程式(2-18)，使逆變器輸出正弦電流與電網(wǎng)電壓嚴(yán)格保持一致，達(dá)到單位功率因數(shù)并網(wǎng)。</p><p>　　2.4.2 并網(wǎng)電流紋波分析</p><p>　　流入電網(wǎng)電流的紋波大小直接影響回送電網(wǎng)功率的質(zhì)量。紋波越小，高次諧波的污染越小，饋送電能

21、的質(zhì)量越高；反之，諧波污染越大，饋送電能的質(zhì)量越差。因此系統(tǒng)設(shè)計(jì)應(yīng)該盡量減小并網(wǎng)電流紋波的大小。由于流入電網(wǎng)的電流就是流經(jīng)電感的電流，所以討論紋波的大小就是研究電感上電流的紋波大小。加在逆變器輸出濾波電感兩端的瞬時(shí)電壓產(chǎn)生的電流稱為紋波電流，在逆變器并網(wǎng)控制中，要求輸出的紋波電流在一定的范圍之內(nèi)。假設(shè)為電網(wǎng)電壓有效值。下面將推導(dǎo)出本文所研究的基于定頻積分的逆變器并網(wǎng)控制的并網(wǎng)電流紋波表達(dá)式。</p><p>　　

22、從逆變器并網(wǎng)的動(dòng)態(tài)過程來分析，有：</p><p><b>　　(2-19)</b></p><p>　　其中是PWM脈寬的瞬時(shí)值，是按正弦規(guī)律變化的非線性量。設(shè)為開關(guān)頻率，根據(jù)式(2-12)有：</p><p><b>　　(2-20)</b></p><p>　　將式(2-20)帶入式(2-19

23、)，變形得：</p><p><b>　　(2-21)</b></p><p>　　由式(2-21)可以看出，與、及的選擇有關(guān)，、越大，越小，越大，越大。</p><p>　　對(duì)式(2-21)求導(dǎo)，可得：</p><p><b>　　(2-22)</b></p><p>　　

24、由于逆變器輸出并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，因此由式(2-22)可見，在電網(wǎng)電壓的峰值點(diǎn)，也就是并網(wǎng)電流的峰值點(diǎn)，有cosωt=0，，且根據(jù)單變量函數(shù)的極值定理可以判斷出該點(diǎn)為極小值點(diǎn)，紋波電流在該點(diǎn)取最小值；在電網(wǎng)電壓的過零點(diǎn)，也就是并網(wǎng)電流的過零點(diǎn)，有sinωt=0，，且根據(jù)單變量函數(shù)的極值定理可以判斷出該點(diǎn)為極大值點(diǎn)，紋波電流在該點(diǎn)取最大值。本章后面的仿真結(jié)果以及第五章的實(shí)驗(yàn)結(jié)果都證明了這一點(diǎn)。</p><p&g

25、t;　　2.4.3 電感、直流電壓的選擇</p><p>　　在并網(wǎng)工作模式下，逆變器輸出的并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相，電感量的大小影響電流的變化速度。電感越小，輸出電流變化越快；電感越大，輸出電流變化越慢。假設(shè)為穩(wěn)態(tài)時(shí)系統(tǒng)的并網(wǎng)輸出電流有效值，根據(jù)下述兩個(gè)條件確定電感量L的選擇范圍。</p><p>　　(1)為了保證流入電網(wǎng)的電流的相位、頻率能夠迅速的跟蹤電網(wǎng)電壓，必須使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)

26、響應(yīng)足夠快，也即電流跟蹤的速度必須要大于期望輸出電流變化率的最大值。因此L也就不能太大，于是有下式：</p><p><b>　　(2-23)</b></p><p><b>　　從而有：</b></p><p><b>　　(2-24)</b></p><p>　　(2)雖然

27、減小L可以提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，但同時(shí)也會(huì)增加輸入電網(wǎng)電流的脈動(dòng)，從式(2-21)可以看出L越小，并網(wǎng)電流的紋波越大，增大了系統(tǒng)的損耗，因此電感量L不能取的太小。假設(shè)允許的最大紋波電流為并網(wǎng)電流有效值的10%，則由式(2-21)得：</p><p><b>　　(2-25)</b></p><p>　　又因?yàn)椴⒕W(wǎng)輸出電流在電網(wǎng)電壓過零點(diǎn)紋波達(dá)到最大值，因此有：</

28、p><p><b>　　(2-26)</b></p><p>　　式(2-24)和式(2-26)規(guī)定了L的取值范圍。當(dāng)開關(guān)頻率確定后，的選擇與之間存在了相互制約關(guān)系，在實(shí)際應(yīng)用中需要折中進(jìn)行考慮。</p><p>　　2.5 獨(dú)立工作原理分析</p><p>　　本文研究的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)具有多種功能。既可以控制系統(tǒng)工作

29、于并網(wǎng)，又可以控制系統(tǒng)獨(dú)立帶載工作。逆變器獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，只需在并網(wǎng)運(yùn)行控制系統(tǒng)的基礎(chǔ)上增加一個(gè)電壓外環(huán)，控制逆變器輸出電壓即可。與逆變器并網(wǎng)工作時(shí)相比，基于定頻積分電流環(huán)的控制參數(shù)不變，系統(tǒng)的檢測量不變，仍是逆變器輸出端電壓和電感上流過的電流。增加的電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器。獨(dú)立運(yùn)行控制框圖如圖2-3所示。當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定時(shí)，逆變器輸出電壓達(dá)到參考電壓。</p><p>　　圖2-3 獨(dú)立運(yùn)行控制框圖</p&g

30、t;<p>　　Fig.2-3 Block diagram of stand-alone work mode</p><p>　　2.6 并網(wǎng)控制系統(tǒng)仿真實(shí)驗(yàn)研究</p><p>　　為了驗(yàn)證本文所提出的基于定頻積分的逆變器并網(wǎng)/獨(dú)立控制系統(tǒng)原理的正確性和控制方法的可行性，對(duì)控制系統(tǒng)進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)研究。系統(tǒng)仿真實(shí)驗(yàn)采用目前國內(nèi)廣泛使用的PSpice14.0。</p&

31、gt;<p>　　2.6.1 并網(wǎng)工作模式仿真實(shí)驗(yàn)研究</p><p>　　基于上述推導(dǎo)出的控制方程式(2-18)，進(jìn)行了并網(wǎng)系統(tǒng)的PSpice仿真試驗(yàn)。實(shí)現(xiàn)式(2-18)的電路原理圖如圖2-4所示。整個(gè)控制器由積分器，D觸發(fā)器，比較器及時(shí)鐘組成，其中D觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)周期等于逆變器開關(guān)周期，積分器的積分時(shí)間常數(shù)為開關(guān)周期的一半，也即滿足。</p><p>　　逆變器并網(wǎng)系

32、統(tǒng)中，逆變器直流輸入側(cè)的電壓必須大于電網(wǎng)電壓峰值，直流側(cè)的能量才有可能饋送至電網(wǎng)側(cè)。因此，在此先假設(shè)直流側(cè)電壓為180 V，高于交流電網(wǎng)電壓峰值156 V(有效值110 V)。逆變器正式開始</p><p>　　工作前，橋臂的四個(gè)開關(guān)管均處于反向電壓阻斷狀態(tài)，其輸出端可以直接連至電網(wǎng)，而不會(huì)引起電網(wǎng)電流回灌。</p><p>　　如圖2-5所示為并網(wǎng)系統(tǒng)中定頻積分控制的控制邏輯流程圖。&l

33、t;/p><p>　　圖2-5 定頻積分控制整體流程</p><p>　　Fig.2-5 Flow chart of UCI control</p><p>　　基于定頻積分的并網(wǎng)電流控制過程簡述如下：當(dāng)逆變器連接至電網(wǎng)之后，一開始逆變橋上的開關(guān)管均處于關(guān)斷狀態(tài)，電感上的電流為零，而此時(shí)檢測到的電網(wǎng)電壓值不為零，也就是并網(wǎng)電流的參考量不為零，當(dāng)D觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)到來

34、時(shí)，積分器開始積分，逆變橋開始正向?qū)ǎ姼须娏鏖_始增大，積分器的輸出值不斷增大，當(dāng)電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電感電流的采樣值和積分器輸出電壓值滿足控制方程式(2-18)時(shí)，比較器輸出翻轉(zhuǎn)，逆變橋正向橋關(guān)斷，負(fù)向橋?qū)ǎ瑫r(shí)積分器復(fù)位，等待下一周期重新積分，控制器完成一個(gè)開關(guān)周期的控制。</p><p>　　圖2-6所示為控制系統(tǒng)時(shí)鐘信號(hào)、定頻積分控制信號(hào)以及各開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的仿真實(shí)驗(yàn)波形。</p><

35、;p>　　圖2-6 定頻積分控制開關(guān)驅(qū)動(dòng)波形</p><p>　　Fig.2-6 Drive signals with UCI control</p><p>　　圖2-7所示為基于定頻積分的逆變器并網(wǎng)控制的輸出并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的仿真波形。</p><p>　　圖2-7 電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流仿真波形</p><p>　　Fig.2

36、-7 Simulation waveforms of grid voltage and output grid current</p><p>　　仿真結(jié)果表明運(yùn)用定頻積分控制能控制輸出電流跟蹤電網(wǎng)電壓，實(shí)現(xiàn)了逆變器輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻率、同相位，達(dá)到單位功率因數(shù)并網(wǎng)。</p><p>　　圖2-8所示為輸出電流=11 A，輸出濾波電感和直流側(cè)電壓取不同值時(shí)的并網(wǎng)輸出電流波形。<

37、;/p><p>　　(a) 直流電壓 V，電感 mH</p><p>　　(a) Direct voltage V, inductance mH</p><p>　　(b) 直流電壓 V，電感 mH</p><p>　　(b) Direct voltage V, inductance mH</p><p>

38、　　(c) 直流電壓 V，電感 mH</p><p>　　(c) Direct voltage V, inductance mH</p><p>　　圖2-8 不同情況下并網(wǎng)輸出電流仿真波形</p><p>　　Fig.2-8 Simulation waveforms of grid current under different situation&l

39、t;/p><p>　　對(duì)比圖2-8的仿真結(jié)果(a)、(b)可以看出，電感越大，并網(wǎng)電流紋波越小；對(duì)比仿真結(jié)果(a)、(c)可以看出，直流側(cè)電壓越大，并網(wǎng)電流紋波越大。另外，從圖2-8(a)、(b)、(c)三個(gè)仿真結(jié)果都可以看出，在并網(wǎng)電流過零點(diǎn)處電流紋波最大，電流峰值點(diǎn)處紋波最小。驗(yàn)證了本章2.4節(jié)的理論分析結(jié)果。</p><p>　　本文中，逆變器并網(wǎng)輸出正弦電流的大小由、來決定，見式(2-

40、13)。因此并網(wǎng)電流的大小可以通過調(diào)節(jié)電網(wǎng)電壓采樣系數(shù)和直流積分量大小來決定。</p><p>　　圖2-9所示為通過直流電壓采樣方式給定時(shí)，直流側(cè)電壓突變情況下的輸出并網(wǎng)電流仿真波形。</p><p>　　圖2-9 采樣獲得時(shí)直流側(cè)電壓突增情況下并網(wǎng)輸出電流仿真波形</p><p>　　Fig.2-9 Simulation waveforms of grid

41、current with sampling </p><p>　　when DC voltage increases</p><p>　　當(dāng)、選定時(shí)，若直流積分量由逆變器直流側(cè)電壓采樣而來，則當(dāng)直流側(cè)電壓波動(dòng)時(shí)，如圖2-9所示在仿真時(shí)間 ms，直流側(cè)輸入電壓從180 V突增至250 V時(shí)，逆變器輸出的并網(wǎng)電流基本保持不變，只是因?yàn)橹绷鱾?cè)電壓的增大使得并網(wǎng)電流紋波變大，此時(shí)該并網(wǎng)逆變器具有

42、單周控制的快速抑制輸入信號(hào)擾動(dòng)的特點(diǎn)。</p><p>　　圖2-10所示為通過恒值給定方式給定時(shí)，直流側(cè)電壓突變情況下的輸出并網(wǎng)電流仿真波形。</p><p>　　當(dāng)、選定時(shí)，若直流積分量為一個(gè)直接給定與直流側(cè)額定電壓相關(guān)的常量，而非直接采樣得到時(shí)，直流側(cè)電壓的波動(dòng)將不會(huì)改變直流積分量大小。此時(shí)，若實(shí)際工作中逆變器直流側(cè)電壓降低，而控制系統(tǒng)中直流積分量不變，則相當(dāng)于增大了，則逆變器輸出正

43、弦電流會(huì)自動(dòng)減??；反之，當(dāng)逆變器直流側(cè)電壓升高時(shí)，則相當(dāng)于減小了，逆變器輸出正弦電流增大。同樣令仿真時(shí)間 ms時(shí)，直流側(cè)輸入電壓從200 V突減至180 V，在 ms時(shí)，直流側(cè)輸入電壓從180 V突增至250 V，從仿真結(jié)果可以看到，系統(tǒng)具有根據(jù)輸入電壓大小自動(dòng)調(diào)節(jié)輸出并網(wǎng)電流的能力，達(dá)到最大限度的利用直流側(cè)可再生新能源提供的電能。因此并網(wǎng)控制時(shí)采用常量進(jìn)行積分更有利于優(yōu)化系統(tǒng)性能。</p><p>　　圖2-1

44、0 恒值給定時(shí)直流側(cè)電壓突增情況下并網(wǎng)輸出電流仿真波形</p><p>　　Fig.2-10 Simulation waveforms of grid current with constant </p><p>　　when DC voltage increases</p><p>　　圖2-11和圖2-12所示為電網(wǎng)電壓突降時(shí)電網(wǎng)電壓和逆變器輸出并網(wǎng)電流仿

45、真實(shí)驗(yàn)波形。</p><p>　　圖2-11 電網(wǎng)電壓突降時(shí)并網(wǎng)輸出電流仿真波形</p><p>　　Fig.2-11 Simulation waveforms of grid current when grid voltage drops</p><p>　　逆變器并網(wǎng)工作時(shí)，若電網(wǎng)出現(xiàn)故障，如電網(wǎng)發(fā)生接地短路，斷路器跳閘，故障線路被電網(wǎng)自動(dòng)切除，并網(wǎng)逆變電源

46、處在被切除線路段時(shí)，則發(fā)生了孤島現(xiàn)象，此時(shí)，若逆變器輸出端電網(wǎng)電壓突降，由圖2-11和圖2-12所示仿真結(jié)果可以看出：基于定頻積分的并網(wǎng)系統(tǒng)也能自動(dòng)依據(jù)電網(wǎng)電壓減小輸出電流，抑止電網(wǎng)對(duì)逆變器的沖擊電流，從而減小電網(wǎng)故障時(shí)的孤島問題等對(duì)逆變器造成的危害。</p><p>　　圖2-12 電網(wǎng)電壓突降為零時(shí)并網(wǎng)輸出電流仿真波形</p><p>　　Fig.2-12 Simulation w

47、aveforms of grid current when grid voltage drops to zero</p><p>　　基于控制系統(tǒng)的該特點(diǎn)，毋需使用復(fù)雜的孤島保護(hù)策略，只需在控制軟件中加入簡單的過/低電壓、過/低頻率孤島保護(hù)方案，該逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)便可具有良好的孤島保護(hù)功能。</p><p>　　2.6.2 獨(dú)立工作模式仿真實(shí)驗(yàn)研究</p><p>

48、　　圖2-13為基于定頻積分的逆變器獨(dú)立工作模式時(shí)的仿真電路圖。與逆變器并網(wǎng)工作模式時(shí)相比，獨(dú)立工作模式下，定頻積分控制器的參數(shù)完全和并網(wǎng)工作時(shí)保持一致，電感電流的反饋系數(shù)和逆變器輸出端電壓的采樣系數(shù)也完全和并網(wǎng)工作情況下參數(shù)一致。不同之處主要有以下三點(diǎn)：</p><p>　　(1)直流積分量的給出采用直接采樣直流側(cè)電壓。</p><p>　　(2)逆變器輸出端電壓的采樣值要經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器

49、處理才能作為定頻積分控制的控制信號(hào)。</p><p>　　(3)需要一個(gè)正弦波發(fā)生器作為逆變器輸出電壓的給定。</p><p>　　圖2-14為逆變器獨(dú)立工作狀態(tài)下的輸出電壓電流仿真波形。仿真結(jié)果表明并網(wǎng)控制下的定頻積分控制器應(yīng)用在獨(dú)立工作模式時(shí)，也可以保證逆變器正常工作。</p><p>　　圖2-14 獨(dú)立工作輸出電壓電流波形</p><p

50、>　　Fig.2-14 Waveforms for output voltage and current in stand-alone mode</p><p>　　圖2-15所示為直流側(cè)電壓波動(dòng)時(shí)，逆變器獨(dú)立工作的輸出電壓仿真波形。在仿真時(shí)間 ms時(shí)，直流側(cè)電壓從180 V突增至230 V，從仿真結(jié)果可以看到逆變器輸出響應(yīng)速度快，具有很好的抗擾動(dòng)性。</p><p>　　圖2-1