高頻同步整流buck變換器的設(shè)計(jì)與仿真畢業(yè)論文

1、<p>　　編號(hào) </p><p><b>　　XXXX大學(xué)</b></p><p><b>　　畢業(yè)設(shè)計(jì)</b></p><p><b>　　二〇一〇年六月</b></p><p>　　高頻同步整流BUCK變換器的設(shè)計(jì)與仿真&l

2、t;/p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　便攜式電子產(chǎn)品的廣泛應(yīng)用，推動(dòng)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。因?yàn)殚_關(guān)電源具有體積小、重量輕以及功率密度和輸出效率高等諸多優(yōu)點(diǎn)，己經(jīng)逐漸取代了傳統(tǒng)的線性電源，隨之成為電源芯片中的主流產(chǎn)品。隨著開關(guān)電源技術(shù)應(yīng)用領(lǐng)域的擴(kuò)大，對(duì)開關(guān)電源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成為趨勢(shì)，這就對(duì)開關(guān)電源芯片設(shè)計(jì)

3、提出了新的挑戰(zhàn)。本文首先概述了現(xiàn)有開關(guān)電源設(shè)計(jì)技術(shù)及其發(fā)展趨勢(shì)，接著介紹了BUCK變換器的電路結(jié)構(gòu)、工作原理及控制原理。最后進(jìn)行了芯片系統(tǒng)的仿真研究，其中首先介紹了所選芯片的性能特點(diǎn)及其經(jīng)典電路圖，然后利用LTSPICE進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。</p><p>　　關(guān)鍵詞：開關(guān)電源，BUCK變換器，同步整流，LTSPICE仿真</p><p>　　The Design and Simulation

4、 of the High-Frequency Synchronous BUCK Converters</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The widely use in portable electronic products promoted the rapid development of switching power

5、supply technology. The switching power converters are increasingly replacing traditional linear power supply due to its small space, light weight, low power dissipation, high efficiency, adoption and broad applicability,

6、 etc. As the application field expanded, switching power converters have to become more efficient and more reliable with high power density to meet such a stringent requirement. The a</p><p>　　Key Words：Swit

7、ching power supply; BUCK converter; Synchronous rectification; Simulation based on LTSPICE </p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘 要ⅰ</b></p><p>　　Abstractⅱ&l

8、t;/p><p>　　第一章 引 言1</p><p>　　1.1 課題的背景和研究意義1</p><p>　　1.2 開關(guān)電源技術(shù)研究現(xiàn)狀2</p><p>　　1.2.1 半導(dǎo)體功率器件2</p><p>　　1.2.2 軟開關(guān)技術(shù)2</p><p>　　1.2.3 同步整流技術(shù)

9、3</p><p>　　1.2.4 電壓調(diào)節(jié)模塊3</p><p>　　1.3 開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展趨勢(shì)4</p><p>　　1.3.1 高效率4</p><p>　　1.3.2 低壓大電流4</p><p>　　1.3.3 智能化設(shè)計(jì)5</p><p>　　1.3.4 標(biāo)準(zhǔn)化工作5&

10、lt;/p><p>　　1.4 論文結(jié)構(gòu)和主要內(nèi)容5</p><p>　　第二章 同步整流BUCK變換器原理7</p><p>　　2.1 BUKC變換器主電路結(jié)構(gòu)和工作原理7</p><p>　　2.2 BUKC變換器穩(wěn)態(tài)分析8</p><p>　　2.2.1 連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）8</p>

11、<p>　　2.2.2 不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）11</p><p>　　2.2.3 CCM和DCM的臨界條件14</p><p>　　2.3 BUKC變換器控制原理15</p><p>　　2.3.1 脈沖寬度調(diào)節(jié)（PWM）16</p><p>　　2.3.2 脈沖頻率調(diào)節(jié)（PFM）18</p><p

12、>　　第三章 降壓型開關(guān)電源芯片的仿真研究20</p><p>　　3.1 LTC3854特點(diǎn)及典型應(yīng)用電路20</p><p>　　3.2 仿真及結(jié)果分析21</p><p>　　第四章 結(jié)語24</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)25</b></p><p><b&g

13、t;　　致謝26</b></p><p><b>　　第一章 引 言</b></p><p>　　1.1 課題的背景和研究意義</p><p>　　隨著電子技術(shù)的快速發(fā)展，電子設(shè)備的種類越來越多，電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系也日益密切。任何電子設(shè)備都離不開可靠的電源，它們對(duì)電源的要求也越來越高。傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調(diào)整穩(wěn)壓電

14、源是連續(xù)控制的線性穩(wěn)壓電源。這種傳統(tǒng)穩(wěn)壓技術(shù)比較成熟，并且已有大量集成化的線性穩(wěn)壓電源模塊，具有穩(wěn)定性能好、輸出紋波電壓小、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。但由于調(diào)整管靜態(tài)損耗大，需要安裝一個(gè)很大的散熱器給它散熱。而且由于變壓器工作在50 Hz的工頻上，所以其重量較大。又因?yàn)檎{(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間需承受較大的電壓差，導(dǎo)致調(diào)整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45 %左右[1]。受這些缺點(diǎn)的限制,線性穩(wěn)壓電源

15、很難滿足現(xiàn)代電子設(shè)備發(fā)展的要求。20世紀(jì)50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標(biāo)，開發(fā)了開關(guān)電源。經(jīng)過近半個(gè)世紀(jì)的發(fā)展，開關(guān)電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)而逐漸取代線性穩(wěn)壓電源并得到了廣泛應(yīng)用[2]，各種電池供電的電子產(chǎn)品如照相機(jī)、攝像機(jī)、錄像機(jī)、個(gè)人數(shù)字助理、手機(jī)、手提電腦都需要DC/DC變換器等開關(guān)電源芯片[3]。</p><p>　　20世紀(jì)80年代，計(jì)算機(jī)全面實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源化，

16、率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代。20世紀(jì)90年代，開關(guān)電源在電子、電氣設(shè)備、家電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，開關(guān)電源技術(shù)進(jìn)入快速發(fā)展時(shí)期[4]。</p><p>　　對(duì)于非隔離的DC/DC開關(guān)電源，按照電路功能劃分，有降壓式（BUCK）、升壓式（BOOST），還有升降壓式（BUCK-BOOST）等。其中品種最多，發(fā)展最快的當(dāng)屬降壓式（BUCK）。 </p><p>　　開關(guān)電源技術(shù)于20世紀(jì)80年代引

17、入我國，隨著計(jì)算機(jī)、通訊、汽車等行業(yè)的迅速發(fā)展,我國開關(guān)電源市場(chǎng)不斷增長，開關(guān)電源控制器芯片的研究已成為國內(nèi)功率電子學(xué)領(lǐng)域中頗受關(guān)注的熱點(diǎn)。我國目前能源緊缺，而電源行業(yè)又是一個(gè)與能源消耗密切相關(guān)的行業(yè)，因此我們?cè)谠O(shè)計(jì)DC/DC開關(guān)電源產(chǎn)品時(shí)，轉(zhuǎn)換效率必須作為一個(gè)重要的指標(biāo)加以考慮。尤其是隨著采用3.6 V鋰離子電池作為電源的消費(fèi)類電子產(chǎn)品市場(chǎng)不斷擴(kuò)大，且功能和性能變得更多和更高，對(duì)適用于這類產(chǎn)品的BUCK變換器的性能提出了更高的要求。因

18、此研究BUCK變換器的性能具有重要的理論和現(xiàn)實(shí)意義。</p><p>　　開關(guān)電源技術(shù)研究現(xiàn)狀</p><p>　　1.2.1 半導(dǎo)體功率器件</p><p>　　開關(guān)電源變換器最早出現(xiàn)在二十世紀(jì)五十年代，只有到了七十年代，隨著現(xiàn)代功率半導(dǎo)體器件發(fā)展及其穩(wěn)定性提高，開關(guān)電源變換器才得以廣泛應(yīng)用。功率半導(dǎo)體器件仍然是電力電子技術(shù)發(fā)展的關(guān)鍵，電力電子技術(shù)的進(jìn)步必須依靠不

19、斷推出的新型電力電子器件。</p><p>　　功率MOSFET管因快速性較好，驅(qū)動(dòng)功率小，成本低，易適用于中小功率的場(chǎng)合而得到廣泛應(yīng)用[5][6]。但是MOSFET只能應(yīng)用于中小功率產(chǎn)品，為了降低通態(tài)電阻，美國IR公司采用提高單位面積內(nèi)的原胞個(gè)數(shù)的方法。如其開發(fā)的一種HEXFET場(chǎng)效應(yīng)管，其溝槽(Trench)原胞密度已達(dá)每平方英寸1.12億個(gè)的世界最高水平，通態(tài)電阻R可達(dá)3 mΩ。功率MOSFET，500 V

20、 TO220封裝的HEXFET自1996年以來，其通態(tài)電阻以每年50 %的速度下降。IR公司還開發(fā)了一種低柵極電荷(Qg)的HEXFET，使開關(guān)速度更快，同時(shí)兼顧通態(tài)電阻和柵極電荷兩者同時(shí)降低。對(duì)于肖特基二極管的開發(fā)，最近利用Trench結(jié)構(gòu)有望出現(xiàn)壓降更小的肖特基二極管，稱作TMBS溝槽MOS勢(shì)壘肖特基，而有可能在極低電源電壓應(yīng)用中與同步整流的MOSFET競爭。</p><p>　　1.2.2 軟開關(guān)技術(shù)<

21、;/p><p>　　脈寬調(diào)制（PWM）開關(guān)電源按硬開關(guān)模式工作，開關(guān)過程中，開關(guān)器件的電壓和電流波形有交疊，因而引起較大的開關(guān)損耗。PWM開關(guān)電源高頻化可以縮小體積、重量，但頻率越高，開關(guān)損耗就越大。為此必須研究開關(guān)電壓和電流波形不交疊的技術(shù)，即所謂的零電壓開關(guān)（ZVS）和零電流開關(guān)（ZCS）技術(shù)，或稱為軟開關(guān)技術(shù)（相對(duì)于PWM硬開關(guān)技術(shù)而言）[7]。 </p><p>　　1994年2月，I

22、EEE電力電子學(xué)會(huì)組織會(huì)議曾經(jīng)指出，高功率密度DC-DC零電壓開關(guān)變換器和開關(guān)器件性能、無源元件性能以及封裝技術(shù)都有很大關(guān)系，并預(yù)測(cè)在不久的將來，在保證可靠性增加一倍的基礎(chǔ)上，功率變換器成本將降低一半，功率密度可提高一倍。現(xiàn)在，達(dá)到這一目標(biāo)的開關(guān)變換器產(chǎn)品已經(jīng)出現(xiàn)。</p><p>　　1.2.3 同步整流技術(shù)</p><p>　　對(duì)于低電壓、大電流輸出的軟開關(guān)變換器，進(jìn)一步提高其效率的措

23、施是設(shè)法降低開關(guān)的通態(tài)損耗。例如同步整流(SR)技術(shù)，即以功率MOS管反接作為整流用開關(guān)二極管，代替肖特基二極管(SBD)，可降低管壓降，從而提高電路效率。</p><p>　　在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗突出?？旎謴?fù)二極管（FRD）或超快恢復(fù)二極管（SRD）可達(dá)1.0 V～1.2 V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會(huì)產(chǎn)生大約0.6 V的壓降，這就導(dǎo)致整流

24、損耗增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用3.3 V甚至1.8 V或1.5 V的供電電壓，所消耗的電流可達(dá)20 A。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50 %。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會(huì)達(dá)到（18 %～40 %）輸出功率，占電源總損耗的60 %以上[8]。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。</

25、p><p>　　同步整流采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管，并通過控制功率MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)整流功能。由于功率MOSFET的導(dǎo)通電阻很低，能提高電源效率。一般驅(qū)動(dòng)頻率固定，可達(dá)200 KHz以上，門極驅(qū)動(dòng)可以采用交叉耦合(Cross-coupled)或外加驅(qū)動(dòng)信號(hào)配合死區(qū)時(shí)間控制實(shí)現(xiàn)。</p><p>　　1.2.4 電壓調(diào)節(jié)模塊</p><

26、p>　　電壓調(diào)節(jié)器模塊(VRM)是一類低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，其主要作用是向微處理器提供穩(wěn)定的電源，同時(shí)也對(duì)電腦啟動(dòng)時(shí)電壓的變化情況和時(shí)序作出了明確的要求。根據(jù)VRM標(biāo)準(zhǔn)制定的電源電路能夠滿足不同CPU的要求，減少人工干預(yù)的復(fù)雜性，簡化了穩(wěn)壓電路的電壓控制設(shè)計(jì)。</p><p>　　VRM電源規(guī)范基本上是隨著Intel處理器的發(fā)展而發(fā)展的，早期PII—PIII遵循VRM8.1—8.4電源規(guī)范

27、，Tualatin核心的PIII及Celeron則開始遵循VRM8.5標(biāo)準(zhǔn)。Intel在推出Willamette、NorthWood核心P4時(shí)引入了VRM9.0標(biāo)準(zhǔn)，而下一代Prescott核心則需要VRM10.0標(biāo)準(zhǔn)來支持。這里可以看出VRM版本的不同，也意味著主板可以為不同的CPU提供其工作電壓[9]。</p><p>　　早期的VRM是從5 V的直流母線直接供電。最近的一些臺(tái)式計(jì)算機(jī)、工作站和服務(wù)器已經(jīng)把1

28、2 V輸入作為VRM供電電壓,在一些筆記本電腦上VRM已經(jīng)直接把16 V～24-V輸入變換到1.5 V輸出[10]?？梢灶A(yù)測(cè)不久的將來,計(jì)算機(jī)VRM會(huì)把輸入母線電壓提高到48 V[11] [12] [13]。</p><p>　　開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展趨勢(shì)</p><p><b>　　1.3.1 高效率</b></p><p>　　如今通信產(chǎn)品日趨小

29、型化，必然要求模塊電源減小體積、提高功率密度，而提高效率是與之相輔相成的。目前的新型轉(zhuǎn)換及封裝技術(shù)可使電源的功率密度達(dá)到188 W/ inch3，比傳統(tǒng)的電源功率密度增大不止一倍，效率可超過90 %。之所以能達(dá)到這些指標(biāo)，應(yīng)歸功于微電子技術(shù)的發(fā)展使大量高性能的新型器件涌現(xiàn)出來，從而使損耗降低。較典型的是高性能的金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFETS)，其在同步整流器中取代了傳統(tǒng)設(shè)計(jì)中使用的二極管，使壓降由0.4 V降到0.2 V；

30、功率MOSFET制造商正在開發(fā)導(dǎo)通電阻越來越小的器件，其導(dǎo)通電阻已由180 mΩ降到18 mΩ；高度的硅晶片集成使元件數(shù)目減少2/3以上，結(jié)構(gòu)緊密、相對(duì)于分立元件的布局減小了雜散電感和連線電阻。高效率可使功耗相對(duì)減少，工作溫度降低，所需的輸入功率減少，也提高了功率密度[14]。</p><p>　　1.3.2 低壓大電流</p><p>　　隨著微處理器工作電壓的下降，模塊電源輸出電壓亦從

31、以前的5 V降到了現(xiàn)在的3.3 -V甚至1.8 V，業(yè)界預(yù)測(cè)，電源輸出電壓還將降到1.0 V以下。與此同時(shí)，集成電路所需的電流增加，要求電源提供較大的負(fù)載輸出能力。對(duì)于1 V/100 A的模塊電源，有效負(fù)相當(dāng)于0.01 Ω，傳統(tǒng)技術(shù)難以勝任如此高難度的設(shè)計(jì)要求。在10 mΩ負(fù)載的情況下，通往負(fù)載路徑上的每mΩ電阻都會(huì)使效率下降10 %，印制電路板的導(dǎo)線電阻、電感器的串聯(lián)電阻、MOSFET的導(dǎo)通電阻及 MOSFET的管芯接線等對(duì)效率都有影

32、響。新技術(shù)的發(fā)展能把對(duì)電路整體布局至關(guān)重要的功率半導(dǎo)體和無源元件集成在一起，構(gòu)成功能完善的基本模塊，降低了通往負(fù)載路徑上的電阻，從而降低了功耗并縮小了尺寸。利用基本模塊組合起來的多相設(shè)計(jì)技術(shù)逐步得到推廣。由于每相輸出電流減小，可以采用較小的功率MOSFETS和較小的電感器和電容器，這樣也簡化了設(shè)計(jì)。市場(chǎng)上已出現(xiàn)的基本功率模塊封裝只有11 mm×11 mm大小，開關(guān)頻率 1 MHz，級(jí)聯(lián)多個(gè)模塊和相關(guān)元件，可獲得大于100 A的

33、工作電流，與其它采用分立式元件的電路相比，其效率提高了6 %，功率損耗降低25 %</p><p>　　1.3.3 智能化設(shè)計(jì)</p><p>　　在當(dāng)今的通信系統(tǒng)中，直流電壓的品種不斷增加，在5 V、3.3 V、2.7 V甚至1.8 V、1.0 V 以下，功率密度和集成度的提高亦增加了設(shè)計(jì)難度，傳統(tǒng)的手工設(shè)計(jì)與驗(yàn)證已無法適應(yīng)快速變化的市場(chǎng)需求，于是，電源輔助設(shè)計(jì)軟件應(yīng)運(yùn)而生了。這些軟件可

34、指導(dǎo)元器件選擇，并提供材料清單、電路仿真及熱分析，縮短了電源設(shè)計(jì)的周期，提高了電源的性能。輔助設(shè)計(jì)軟件可使用多種參數(shù)定制電源，包括輸入及輸出電壓范圍、最大輸出電流等，引導(dǎo)設(shè)計(jì)人員進(jìn)行器件選擇，它包含完整的變壓器設(shè)計(jì)，使用多種拓?fù)浞椒▉砭C合電路，按成本或效率進(jìn)行優(yōu)化，并輸出元件清單。軟件的另一個(gè)功能是通過仿真的方法評(píng)估模塊電源的性能。它可以全面分析電源在穩(wěn)定狀態(tài)下的性能，可顯示要探測(cè)的任何節(jié)點(diǎn)處的波形，并用精確的方法來計(jì)算效率。另外熱分析

35、可根據(jù)線路板定位、邊緣溫度和氣流的方向及速度等環(huán)境參數(shù)給出一幅用不同顏色標(biāo)記的曲線圖，從而幫助設(shè)計(jì)人員掌握整個(gè)線路板在穩(wěn)定狀態(tài)條件下的熱量分布情況。</p><p>　　1.3.4 標(biāo)準(zhǔn)化工作</p><p>　　模塊電源產(chǎn)品走勢(shì)日趨模塊化、標(biāo)準(zhǔn)化，并以積木式結(jié)構(gòu)組成分布式供電系統(tǒng)，封裝式模塊電源則以國際工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)半磚或磚式結(jié)構(gòu)為主。50 W、75 W、100 W及150 W為半磚式結(jié)構(gòu)，2

36、00 W、250 W、300 W及400 W為磚式結(jié)構(gòu)。標(biāo)準(zhǔn)化的管腳對(duì)設(shè)計(jì)師和使用者都帶來了即插即用的便利，使設(shè)計(jì)師能夠方便地完成產(chǎn)品的設(shè)計(jì)，利于電源升級(jí)?，F(xiàn)在，標(biāo)準(zhǔn)對(duì)電源產(chǎn)業(yè)的作用已越來越被重視，標(biāo)準(zhǔn)化可以縮短產(chǎn)品推向市場(chǎng)的周期并降低成本，但目前多數(shù)國內(nèi)企業(yè)采用自己的企業(yè)標(biāo)準(zhǔn)生產(chǎn)，按照自己的測(cè)試規(guī)范測(cè)試，各個(gè)行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)也存在著技術(shù)指標(biāo)落后，測(cè)試方法可操作性差等問題，導(dǎo)致業(yè)界沒有統(tǒng)一、完善的設(shè)計(jì)、生產(chǎn)與檢測(cè)標(biāo)準(zhǔn)，為了推動(dòng)模塊電源的技術(shù)進(jìn)步

37、，提供國內(nèi)企業(yè)生產(chǎn)質(zhì)量控制的依據(jù)，制定科學(xué)的國家標(biāo)準(zhǔn)迫在眉睫。</p><p>　　1.4 論文結(jié)構(gòu)和主要內(nèi)容</p><p>　　第一章為緒論部分。首先闡述了課題研究的背景和意義，然后在總結(jié)了當(dāng)前技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀的基礎(chǔ)上對(duì)開關(guān)電源技術(shù)今后發(fā)展的趨勢(shì)進(jìn)行了展望，最后簡要交代了本論文的內(nèi)容和結(jié)構(gòu)安排。</p><p>　　第二章介紹了BUCK變換器的電路結(jié)構(gòu)以及工作原理

38、，然后對(duì)其進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)分析，包括連續(xù)導(dǎo)通模式和不連續(xù)導(dǎo)通模式的分析，以及兩者之間的轉(zhuǎn)換條件。最后介紹了變換器的控制原理，包括PFM模式和PWM模式。</p><p>　　第三章在介紹了芯片典型應(yīng)用電路的基礎(chǔ)上進(jìn)行了整體仿真驗(yàn)證。</p><p>　　第四章是總結(jié)，主要對(duì)全文內(nèi)容進(jìn)行簡要的回顧。</p><p>　　同步整流BUCK變換器原理</p>&l

39、t;p>　　本章首先介紹BUCK變換器的基本結(jié)構(gòu)和工作原理，然后分析BUCK變換器的控制原理和方法。</p><p>　　2.1 BUCK變換器主電路結(jié)構(gòu)和工作原理</p><p>　　圖2.1所示為BUCK變換器基本結(jié)構(gòu)圖。它由一個(gè)開關(guān)管（SWITCH MOSFET），一個(gè)同步整流管（RECTIFIER MOSFET）以及LC低通濾波網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載RL組成。這是一種同步整流結(jié)構(gòu)，即整

40、流管采用由控制電路控制的功率MOSFET替代外部整流二極管，同步整流結(jié)構(gòu)可以節(jié)約變換器成本和面積，提高轉(zhuǎn)換器效率。</p><p>　　圖2.1同步整流BUCK變換器基本結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　為分析穩(wěn)態(tài)特性，簡化推導(dǎo)公式的過程，特作如下幾點(diǎn)假設(shè)：</p><p>　?。?）開關(guān)晶體管、整流晶體管均是理想元件，也就是可以快速的導(dǎo)通和截止，而且導(dǎo)通時(shí)壓降為零，截止

41、時(shí)漏電流為零。</p><p>　?。?）電感、電容是理想元件。電感工作在線性區(qū)而未飽和，寄生電阻為零，電容的等效串聯(lián)電阻為零。</p><p>　?。?）輸出電壓中的紋波電壓與輸出電壓的比值小到允許忽略。</p><p>　　圖2.1中，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通，整流管截止時(shí)，忽略開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，電感L兩端的電位為VIN和輸出電壓VO，且近似保持不變，故電感電流線性增加，此

42、時(shí)在電感中儲(chǔ)存能量。若電容C兩端的電壓比輸出電壓略低，則電源還須為電容充電，在電容中儲(chǔ)存一定的能量。此過程負(fù)載消耗的能量由電源提供。一旦開關(guān)管變?yōu)榻刂?，整流管?dǎo)通，電感L中的磁場(chǎng)將改變其兩端的電壓極性，以保持其電流方向不變。忽略整流管上的壓降，電感L兩端的電位變?yōu)榱愫蚔O且近似不變，電感L中的電流線性下降，其中儲(chǔ)存的能量提供給負(fù)載。同時(shí)，當(dāng)VO有所下降時(shí)，電容C也為負(fù)載RL提供部分能量?？梢?，這一過程負(fù)載RL消耗的能量由電感L和電容C提

43、供?？傊珺UCK變換器就是用電感L和電容C作為儲(chǔ)能組件，將能量以離散的形式由輸入傳到輸出的。其中，控制芯片提供反饋控制以得到穩(wěn)定的輸出電壓。</p><p>　　2.2 BUCK變換器穩(wěn)態(tài)分析</p><p>　　根據(jù)BUCK變換器中流經(jīng)電感L的電流在每個(gè)周期是否降為零，可以將其工作模式區(qū)分為以下兩種：（1）連續(xù)導(dǎo)通模式（Continuous-Conduction Mode, CCM）

44、，（2）不連續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinuous-Conduction Mode, DCM）。當(dāng)流過電感的電流不會(huì)降為零時(shí)，定義變換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式；而當(dāng)其電感電流將會(huì)降為零時(shí)，定義變換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式，因?yàn)榇藭r(shí)流經(jīng)電感的電流不連續(xù)。 </p><p>　　下面對(duì)BUCK變換器穩(wěn)態(tài)特性進(jìn)行簡單的分析，上節(jié)中的假設(shè)在此仍然成立。</p><p>　　2.2.1 連續(xù)導(dǎo)通模式（CC

45、M）</p><p>　　假設(shè)變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，則在每個(gè)周期內(nèi)流經(jīng)電感的電流不會(huì)降為零，在一個(gè)開關(guān)周期，開關(guān)管經(jīng)歷導(dǎo)通和關(guān)斷兩個(gè)狀態(tài)。設(shè)功率管開關(guān)周期為T，導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間分別為、, 為導(dǎo)通時(shí)間占空比。</p><p>　?。?）功率開關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)（）</p><p>　　圖2.2變換器開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)等效電路圖</p><p>　　根

46、據(jù)同步整流原理，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，調(diào)整管關(guān)斷。由上面所做的假設(shè)條件可知，電源電壓VIN直接加在電感L的一端，而調(diào)整管所在的支路斷開，等效電路如圖2.2所示。電感左右兩端的電位分別為VIN和VO，電感電流線性上升。則有</p><p>　?。?-1） </p><p>　　故在開關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)，電感電流增加為</p><p><b&g

47、t;　?。?-2）</b></p><p>　?。?）功率開關(guān)管截至狀態(tài)（）</p><p>　　圖2.3 變換器開關(guān)管截至?xí)r等效電路圖</p><p>　　當(dāng)時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，整流管導(dǎo)通，等效電路如圖2.3所示。因?yàn)殡姼须娏鞑荒芡蛔?，所以電感兩端的電壓反向且保持恒定，在下一個(gè)周期開關(guān)管重新導(dǎo)通之前電感電流線性下降。電感把儲(chǔ)存的能量提供給負(fù)載。則在開關(guān)管關(guān)

48、斷狀態(tài)，電感電流減量為</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的增量和減量必須相等，否則電感上會(huì)出現(xiàn)直流壓降，而電感的直流阻抗為很小，這會(huì)在電感上產(chǎn)生很大的電流，燒毀電感。即</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>&l

49、t;b>　　（2-5）</b></p><p>　　上式中代入和的表達(dá)式得到和的關(guān)系式為</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　由此可知，通過調(diào)整占空比，可以調(diào)整輸出電壓。</p><p>　　在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感都傳遞能量給濾波電容和負(fù)載，而濾波電容每個(gè)周期的平均電流為

50、零，其能量的變化量為零。故輸出負(fù)載電流等于電感的平均電流，即</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　BUCK變換器工作在CCM時(shí)的波形圖如圖2.4所示。</p><p>　　圖2.4 變換器工作在CCM時(shí)的波形圖</p><p>　　2.2.2 不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）</p>

51、<p>　　對(duì)于變換器進(jìn)入到不連續(xù)模式的情形，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的工作過程基本沒有變化。而開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的工作狀態(tài)分為兩個(gè)階段：電感電流下降為零的階段和電感電流保持為零的階段。設(shè)電感電流上升時(shí)間，下降時(shí)間和保持為零的時(shí)間分別為、和，且。開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的等效電路如圖2.5所示。</p><p>　?。╝） DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的等效電路圖(IL>0)</p><p>　　(b)

52、DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的等效電路圖(IL=0)</p><p>　　圖2.5 DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的等效電路圖</p><p>　　DCM模式和CCM 模式一樣，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感首先被充電，然后放電。不同的是，在DCM模式下開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電感電流由零線性增加到電感峰值電流IPK，而開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電感電流由IPK線性降低到零，且電流的增量和電流的減量相等。</p><

53、;p>　　在單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的增量為</p><p><b>　　(2-8)</b></p><p>　　其中IPK為電感電流最大值。</p><p>　　在單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的減量為</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p><

54、;b>　　由，可以得到</b></p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　故輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系可表示為</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　重寫（2-7）式所示的輸出電流與電感平均電流關(guān)系式并推導(dǎo)電感電流平均值得到

55、</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p>　　在上式中代入IPK的表達(dá)式（2-8），得</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p>　　聯(lián)立式（2-11）和（2-13），消去D2，得到輸出電壓和輸入電壓關(guān)于占空比D的表達(dá)式如下</p>&

56、lt;p><b>　?。?-14）</b></p><p><b>　　其中</b></p><p>　　BUCK變換器工作在DCM時(shí)的波形圖如下圖所示。 </p><p>　　圖2.6 變換器工作在DCM時(shí)的波形圖</p><p>　

57、　2.2.3 CCM和DCM的臨界條件</p><p>　　如果開關(guān)管在下一個(gè)周期導(dǎo)通前電感電流就已經(jīng)下降到零，那么變換器就工作在不連續(xù)模式[15]。這其中還包括這樣一種特殊情形，就是當(dāng)開關(guān)關(guān)斷期間結(jié)束時(shí)，流經(jīng)電感的電流剛好等于零，由此可以得到CCM 和DCM 的臨界條件。圖2.7給出了處于連續(xù)導(dǎo)通模式和不連續(xù)導(dǎo)通模式的邊界的負(fù)載電流的情形。</p><p>　　圖2.7 CCM和DCM模

58、式的臨界狀態(tài)</p><p>　　對(duì)于連續(xù)導(dǎo)通模式下，單個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感的平均電流 ，其中為電感電流紋波大小。顯然，如果有成立，那么此時(shí)變換器一定處于CCM和DCM的臨界狀態(tài)。因此，變換器若要工作在CCM下，其平均電感電流應(yīng)該大于其電感電流紋波的一半，即滿足：</p><p><b>　　（2-15）</b></p><p>　　是保證電感電流

59、連續(xù)的最小電流，則保證電感電流連續(xù)的最小電感值為</p><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　又因?yàn)椋谡伎毡茸钚?，即最大時(shí)最小電感值可表示為</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p>　　2.3 BUCK變換器控制原理</p>&l

60、t;p>　　BUCK變換器的控制方式主要有兩種:脈沖寬度調(diào)制（PWM）和脈沖頻率調(diào)制 (PFM)。PFM/PWM調(diào)制方式均采用時(shí)間比率控制(TRC)的穩(wěn)壓原理。無論是改變開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間(TON)還是開關(guān)周期(TS)，最終調(diào)節(jié)的都是脈沖占空比。因此，盡管它們采用的方式不同，但控制目標(biāo)一致。BUCK變換器的反饋控制方式也有兩種：電壓反饋和電流反饋。電壓反饋是檢測(cè)輸出電壓通過負(fù)反饋調(diào)節(jié)輸出電壓，而電流反饋除了檢測(cè)輸出電壓外，還檢測(cè)輸出電流

61、用以反饋調(diào)節(jié)輸出電壓。兩種方式都是利用反饋原理以得到穩(wěn)定的輸出。BUCK變換器的控制是上面介紹的調(diào)制方式和反饋控制方式的組合，分為電壓型PWM模式和電流型PWM模式；電壓型PFM模式和電流型PFM模式。</p><p>　　2.3.1 脈沖寬度調(diào)制（PWM）[16] [17] [18]</p><p>　　脈沖寬度調(diào)制（PWM）的特點(diǎn)是固定開關(guān)頻率，通過改變脈沖寬度來調(diào)節(jié)占空比。因開關(guān)周期

62、也是固定的，這就為設(shè)計(jì)濾波電路提供了方便。受功率開關(guān)最小導(dǎo)通時(shí)間的限制，對(duì)輸出電源不能做寬范圍的調(diào)節(jié)；另外輸出端一般要接假負(fù)載，以防止空載時(shí)輸出高電壓?？刂破魍ㄟ^比較輸出電壓（或電流）采樣值和參考值間的差別，調(diào)節(jié)功率開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)變換器穩(wěn)定輸出的功能。在電壓型PWM模式中，變換器的占空比正比于實(shí)際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流型PWM模式中，占空比正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數(shù)之間的誤差差值。</

63、p><p>　　（1）電壓型PWM模式</p><p>　　圖2.8給出了電壓型PWM模式BUCK變換器原理圖。圖中輸出電壓的采樣信號(hào)VFB與帶隙參考分壓后的參考電壓VREF比較，差值經(jīng)誤差放大器放大，得到誤差信號(hào)VEA，它與鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)由PWM比較器比較，輸出一系列占空比變化的脈沖，控制開關(guān)管的通斷時(shí)間以得到穩(wěn)定的輸出電壓。這就是電壓控制的原理，它是一個(gè)單環(huán)控制系統(tǒng)。電壓反饋

64、控制分析如下：當(dāng)輸出電壓升高時(shí)，反饋電壓VFB升高，誤差放大器的輸出電壓VEA下降，開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間也下降，即占空比D減小，因而輸出電壓下降。反之亦然。</p><p>　　圖2.8 電壓型PWM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　?。?）電流型PWM模式</p><p>　　圖2.9給出一個(gè)典型的電流型PWM模式的BUCK變換器的控制電路，分為電流環(huán)路（交

65、流環(huán)路）和電壓環(huán)路（直流環(huán)路）。恒定頻率脈沖置位RS觸發(fā)器，電流檢測(cè)信號(hào)VS跟誤差放大器的輸出電平VEA由PWM比較器比較，輸出控制RS觸發(fā)器的復(fù)位，觸發(fā)器輸出脈沖驅(qū)動(dòng)功率管通斷，得到穩(wěn)定的輸出電壓。當(dāng)電流在采樣電阻RS上的幅度達(dá)到VEA電平時(shí)，PWM比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)器復(fù)位，驅(qū)動(dòng)撤除，功率管截止?？刂齐娐肪褪沁@樣逐個(gè)地檢測(cè)和調(diào)節(jié)電流脈沖，達(dá)到控制變換器輸出的目的。由于電流型PWM模式中的輸出電流正比于開關(guān)電流或初級(jí)電流，所以能在逐個(gè)

66、脈沖上控制輸出電流，從而電流型具有比電壓型更優(yōu)越的電源電壓和負(fù)載調(diào)整特性。</p><p>　　圖2.9 電流型PWM模式BUCK變換器控制電路</p><p>　　總的說來，脈寬調(diào)制(PWM)保持開關(guān)頻率恒定，而充放電時(shí)間之間的比率隨著負(fù)載的不同而變化。此技術(shù)可在高頻情況下提供較寬的負(fù)載范圍。此外，由于開關(guān)頻率是固定的，噪聲相對(duì)較小，使用較簡單的低通濾波器就可以大幅度減小輸出電壓紋波。

67、 </p><p>　　2.3.2 脈沖頻率調(diào)制（PFM）[16] [19] [20]</p><p>　　脈沖頻率調(diào)制（PFM）是將脈沖寬度固定，通過改變開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)占空比。在電路設(shè)計(jì)上要用固定脈寬發(fā)生器來代替PWM調(diào)制中的鋸齒波發(fā)生器，并利用電壓頻率轉(zhuǎn)換器(如壓控振蕩器VCO)改變頻率。PFM模式同樣分為電壓型和電流型。同PWM模式相似，電壓型PFM模式只對(duì)輸出電壓采樣，是單環(huán)控制系

68、統(tǒng)；電流型PFM模式是在電壓控制基礎(chǔ)上，增加電流負(fù)反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高電源的性能。</p><p>　　(1)電壓型PFM模式</p><p>　　圖2.10給出電壓型PFM模式的BUCK變換器原理圖。它的原理是采樣電壓VFB加在比較器的負(fù)輸入端，當(dāng)輸出電壓VO低于參考電壓VREF，比較器輸出高電平。該高電平允許振蕩器輸出的方波經(jīng)觸發(fā)器驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。 若輸出電壓VO高

69、于參考電壓VREF時(shí)，比較器輸出低電平，使觸發(fā)器閉鎖，從而振蕩器輸出的方波不能通過觸發(fā)器，功率管處于斷開狀態(tài)。這樣，控制輸出信號(hào)的脈沖寬度不變而開關(guān)周期變長，使占空比減小，從而起到穩(wěn)壓的作用。這里利用了等效頻率的概念。在開關(guān)管關(guān)斷期間，負(fù)載靠電感和電容的供電，因此，PFM模式只適用于輕負(fù)載。</p><p>　　圖2.10 電壓型PFM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　　(2)電

70、流模式的PFM調(diào)制</p><p>　　圖2.11給出了電流型PFM模式BUCK變換器原理圖。電路由兩個(gè)反饋環(huán)路構(gòu)成，一個(gè)是通過采樣輸出電壓監(jiān)視輸出電壓的環(huán)路；另一個(gè)是過流保護(hù)環(huán)路。第一個(gè)環(huán)路的原理與電壓模式相同，采樣電壓VFB與參考電壓VREF1由電壓比較器比較，其輸出控制PFM邏輯電路。第二個(gè)環(huán)路具有電流限制功能。它通過采樣開關(guān)管上的壓降將電感電流信號(hào)轉(zhuǎn)化成電壓信號(hào)與參考電壓VREF2進(jìn)行比較，以控制電感電流

71、峰值。當(dāng)電感電流過高時(shí)，環(huán)路執(zhí)行電流限制，縮短開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，使電流下降。正常工作時(shí)，電路中的兩個(gè)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器（最大開通時(shí)間控制MAXSHOT和最小關(guān)斷時(shí)間控制MINSHOT）交替觸發(fā)，產(chǎn)生脈沖信號(hào)。脈沖信號(hào)輸入到驅(qū)動(dòng)邏輯以控制開關(guān)管和整流管的通斷，保持輸出電壓穩(wěn)定。</p><p>　　圖2.11 電流型PFM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　　PFM模式的輸出電壓調(diào)節(jié)范圍很

72、寬， 在輸出電壓較高時(shí)，其工作頻率會(huì)自動(dòng)改變。在負(fù)載較輕或者空載情況下，PFM模式的芯片功耗較低，效率較高。它的輸出電壓精度主要取決于內(nèi)部電壓比較器的精度和參考電壓的精度。</p><p>　　降壓型開關(guān)電源芯片的仿真研究</p><p>　　開關(guān)電源以其諸多優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛的應(yīng)用。LTSPICE是LT公司推出的功能強(qiáng)大的開關(guān)電源設(shè)計(jì)及仿真軟件，本章介紹基于LTSPICE Ⅳ對(duì)電源主控芯片L

73、TC3854進(jìn)行的仿真研究。</p><p>　　LTC3854特點(diǎn)及典型應(yīng)用電路</p><p>　　電源主控芯片LTC3854為凌力爾特公司(Linear Technology Corporation)推出的纖巧2mm×3mm DFN-12封裝、寬輸入電壓范圍同步降壓型開關(guān)DC/DC控制器，該器件能驅(qū)動(dòng)所有N溝道功率MOSFET級(jí)。4 V至38 V的輸入范圍滿足多種應(yīng)用需求，

74、包括大多數(shù)中間總線電壓和電池化學(xué)組成。強(qiáng)大的片上MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器使大功率外部MOSFET能夠用范圍為 0.8 V至5.5 V的輸出電壓產(chǎn)生高達(dá)20 A的輸出電流。這使 LTC3854非常適用于數(shù)據(jù)通信、電信、工業(yè)、汽車、醫(yī)療和多功能打印機(jī)應(yīng)用中的負(fù)載點(diǎn)調(diào)節(jié)需求。恒定頻率電流模式架構(gòu)提供固定的400 KHz工作頻率。</p><p>　　LTC3854具有一個(gè)片上5 V穩(wěn)壓器，從而無需獨(dú)立的偏置電壓為該芯片供

75、電。OPTI-LOOP®補(bǔ)償允許瞬態(tài)響應(yīng)在寬輸出電容和ESR值范圍內(nèi)得到優(yōu)化，包括全陶瓷電容器設(shè)計(jì)。輸出電流檢測(cè)測(cè)量輸出電感器 (DCR)或一個(gè)可選檢測(cè)電阻兩端的壓降。在短路和過載情況下，電流折返限制了MOSFET熱耗散。此外，LTC3854具有可調(diào)軟啟動(dòng)，以控制接通時(shí)間并控制浪涌電流?？蛇x連續(xù)或斷續(xù)電感器電流模式可用來安全地為預(yù)偏置負(fù)載供電。防貫通保護(hù)防止功率MOSFET中的貫通電流。LTC3854以高達(dá)96%的占空比工作，

76、具有非常低的壓差電壓，以延長電池供電應(yīng)用的運(yùn)行時(shí)間。LTC3854具有一個(gè)精確的0.8 V基準(zhǔn)，在-40 ºC至85 ºC的工作溫度范圍內(nèi)具有±1 %的準(zhǔn)確度。LTC3854典型應(yīng)用電路如圖3.1所示。</p><p>　　圖3.1 LTC3854典型應(yīng)用電路</p><p><b>　　仿真及結(jié)果分析</b></p>&l

77、t;p>　　設(shè)置仿真參數(shù)：VIN=5 V,L1=6 μH,負(fù)載電阻RL=0.5 Ω，C1=660μF，開關(guān)管采用RJK0305DPB N型功率MOSFET，整流管采用RJK0301DPB N型功率MOSFET，工作頻率為400 KHz，仿真時(shí)間為6ms，對(duì)圖3.1中典型電路進(jìn)行仿真，得到輸出電壓UOUT=1.00012 V， Q1控制信號(hào)占空比為20 %，如圖3.2所示。比較圖3.2中輸入電壓與輸出電壓值關(guān)系，得到，滿足。<

78、/p><p>　?。╝） 輸出電壓UOUT波形</p><p>　?。╞） Q1控制信號(hào)波形</p><p>　　圖3.2 輸出電壓與Q1控制信號(hào)波形</p><p>　　保持仿真參數(shù)不變，觀測(cè)電感電流、負(fù)載電流及Q1控制信號(hào)波形，波形結(jié)果如圖3.3所示。圖3.3中方波為Q1開關(guān)控制信號(hào)波形；三角波為電感電流波形。從圖3.3中可以看出，Q1導(dǎo)通時(shí)

79、，輸入電源向電感充入電流；Q1關(guān)斷時(shí)，電感中的能量轉(zhuǎn)換輸出。并且，輸出電流與電感電流值滿足的關(guān)系。</p><p>　　圖3.3 電感電流、負(fù)載電流及Q1控制信號(hào)波形圖</p><p><b>　　結(jié)語</b></p><p>　　近年來，DC/DC開關(guān)變換器以其轉(zhuǎn)換效率高、穩(wěn)壓范圍寬、功率密度比大、重量輕等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于電子產(chǎn)品中。開關(guān)變換

80、器的總體發(fā)展趨勢(shì)為：高效率、低壓大電流、智能化設(shè)計(jì)、標(biāo)準(zhǔn)化工作等。本文研究了BUCK型DC/DC變換器的主電路結(jié)構(gòu)及工作原理，分析了其穩(wěn)態(tài)及主要控制模式，并對(duì)LTC3854芯片進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。</p><p>　　通過本次課題的研究與實(shí)踐，使我得到了進(jìn)一步的鍛煉，加深了開關(guān)電源方面的知識(shí)。由于本人水平及經(jīng)驗(yàn)的限制，本次設(shè)計(jì)還有很多不到位的地方，值得我在今后的學(xué)習(xí)研究中去完善，主要有以下幾個(gè)方面：</p>

81、;<p>　　研究DC/DC變換器的其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并將各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的性能特點(diǎn)做比較。</p><p>　　針對(duì)小功率模塊在高開關(guān)頻率工作條件下如何降低開關(guān)損耗、提高效率的問題進(jìn)行研究，并獨(dú)立設(shè)計(jì)同步整流BUCK變換器芯片。</p><p>　　進(jìn)一步提高LTspice軟件的應(yīng)用水平，為仿真與設(shè)計(jì)更多電源芯片打下良好的基礎(chǔ)。</p><p><b&

82、gt;　　參 考 文 獻(xiàn)</b></p><p>　　[1] 何宏, 魏克新, 王紅軍, 等. 開關(guān)電源電磁兼容性[M]. 第1版，北京: 國防工業(yè)出版社, 2008.</p><p>　　[2] 丘濤文. 開關(guān)電源的發(fā)展及技術(shù)趨勢(shì)[J]. 電力標(biāo)準(zhǔn)化與技術(shù)經(jīng)濟(jì)，2008，17（6）： 58-60.</p><p>　　[3] T. Regan. Low

83、 dropout linear regulators improve automotive and battery-powered systems[M]. Nurnberg: Power conversion and Intelligent Motion, 1990. 65.</p><p>　　[4] 閆永亮. 淺論開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)[J]. 中國科技信息，2009，21（16）： 137.</p&g

84、t;<p>　　[5] 張占松, 蔡宜三. 開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M]. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2006.</p><p>　　[6] Zhihua Yang, S. Ye and Y.F. Liu, “A new dual channel resonant gate drive circuit for synchronous rectifiers[C],”. IEEE APEC, 2005:

85、pp. 756-762.</p><p>　　[7] 王增福, 李昶, 魏永明, 等. 電力電子軟開關(guān)技術(shù)及實(shí)用電路[M]. 第1版，北京: 電子工業(yè)出版社, 2009.</p><p>　　[8] 沙占友，王彥朋，于鵬. 同步整流技術(shù)及其在DC／DC變換器中的應(yīng)用[R]. 河北科技大學(xué)電子工程技術(shù)報(bào)告050054，河北：河北科技大學(xué)，2005.</p><p>　

86、　[9] 黃祺壬. 混合線性與切換控制之電壓調(diào)變模組控制器設(shè)計(jì)[D]. 臺(tái)灣：中山大學(xué)，2005.</p><p>　　[10] 梁小國, 危建, 阮新波，等. 48V輸入電壓調(diào)節(jié)模塊的現(xiàn)狀及未來[J]. 電力電子技術(shù)，2003，37（2）：89-90.</p><p>　　[11] M. Ye, P. Xu, B. Yang, F. C. Lee. “Investigation of t

87、opology candidates for 48V VRM[C],”. IEEE APEC, 2002: pp. 699-705.</p><p>　　[12]X. G. Liang, J. Wei, X. B. Ruan. “An interleaved three-level forward converter- suitable for the application of voltage regula

88、tor module (VRM)[C],” IEEE PESC, 2003: pp. 127-131.</p><p>　　[13] M. Ye, M. Xu, F. C. Lee, “1MHz multi-resonant push-pull 48V VRM[C],” IEEE APEC, 2003, pp. 413-419. </p><p>　　[14] 吳京文. 直流-直流模塊電源

89、的發(fā)展趨勢(shì)及熱點(diǎn)探討[J]. 通信世界，2002，3（17）： 32-33.</p><p>　　[15] 樊立萍, 王忠慶. 電力電子技術(shù)[M]. 北京: 北京大學(xué)出版社, 2006.</p><p>　　[16] 王海鵬, 王立志, 王卓. 基于1394的數(shù)據(jù)傳輸電路[J]. 現(xiàn)代電子技術(shù)，2009，32（21）：52-54.</p><p>　　[17] 王久

90、和. 電壓型PWM整流器的非線性控制[M]. 第1版，北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2008.</p><p>　　[18] 師婭, 唐威. 一種電流型PWM控制芯片的設(shè)計(jì)[J]. 微電子學(xué)與計(jì)算機(jī)，2007，24（8）：145-148.</p><p>　　[19] 張乃國. 一種脈沖頻率調(diào)制型穩(wěn)壓電路的研究[J]. 電源世界，2007，10（4）： 21-23.</p>&l

91、t;p>　　[20] 嚴(yán)科. PFM光發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)[D]. 四川：電子科技大學(xué)，2003.</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　這次畢業(yè)設(shè)計(jì)可以圓滿的完成，要感謝XX老師所給予的指導(dǎo)，感謝他幫助我在專業(yè)知識(shí)方面取得進(jìn)步。</p><p>　　感謝大學(xué)期間教導(dǎo)過我的各位老師，你們不僅教授我專業(yè)知識(shí)，還教會(huì)