畢業(yè)論文-基于matlab的ofdm系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真【精校排版】

1、<p>　　本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）</p><p><b>　?。?0 屆）</b></p><p>　　基于Matlab的OFDM系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘 要III</b></p>&

2、lt;p>　　AbstractIV</p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p><p>　　1.1 OFDM系統(tǒng)的概述1</p><p>　　1.2 OFDM發(fā)展?fàn)顩r1</p><p>　　第二章 OFDM的基本原理5</p><p>　　2.1 OFDM

3、系統(tǒng)模型與系統(tǒng)框圖5</p><p>　　2.1.1 OFDM的快速傅里葉變換調(diào)制解調(diào)6</p><p>　　2.1.2 子載波調(diào)制7</p><p>　　2.1.3 保護(hù)間隔,循環(huán)前綴8</p><p>　　2.2 關(guān)于下一代OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)12</p><p>　　2.2.1 時域與頻域的

4、同步12</p><p>　　2.2.2 信道的估計(jì)12</p><p>　　2.2.3 編碼信道和交織12</p><p>　　2.2.4 降低峰值平均功率比12</p><p>　　2.2.5 均衡13</p><p>　　第三章 OFDM系統(tǒng)在MATLAB上應(yīng)用simulink的仿真14&l

5、t;/p><p>　　3.1 MATLAB與SIMULINK的簡介14</p><p>　　3.2 OFDM系統(tǒng)在SIMULINK的簡介15</p><p>　　3.2.1 基本的參數(shù)選擇15</p><p>　　3.2.2 信源的仿真16</p><p>　　3.2.3 信道的仿真16</p&g

6、t;<p>　　3.3 OFDM仿真模型框圖及參數(shù)的選擇17</p><p>　　3.4 針對ODFM系統(tǒng)峰均值比高的改進(jìn)18</p><p>　　3.4.1 峰均比（PAR）的定義及分布18</p><p>　　3.4.2 降低OFDM系統(tǒng)PAPR值相關(guān)技術(shù)概述21</p><p>　　3.4.3 SLM方法

7、的仿真實(shí)現(xiàn)23</p><p>　　第四章 Simulink仿真結(jié)果27</p><p>　　4.1 仿真結(jié)果圖及結(jié)果分析27</p><p>　　4.1.1 不同信道信噪比下的仿真結(jié)果27</p><p>　　4.1.2 有保護(hù)間隔與無保護(hù)間隔誤碼率比較30</p><p>　　4.1.3 不同保

8、護(hù)間隔長度下的對誤碼率的影響32</p><p>　　4.2 OFDM峰均比結(jié)果圖32</p><p><b>　　總 結(jié)34</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)35</b></p><p><b>　　致 謝36</b></p><

9、;p>　　基于Matlab的OFDM系統(tǒng)設(shè)計(jì)與仿真</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　正交頻分復(fù)用（OFDM）是第四代移動通信核心技術(shù)之一，是一種相當(dāng)有潛力的技術(shù)，因其能夠有效地對抗符號間干擾（ISI）和跨載波干擾（ICI），得到了通信界的廣泛關(guān)注。目前是移動通信領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)之一，它具有很多其它無線傳輸技術(shù)所未有的特點(diǎn)，適合于高

10、速的無線數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，具有廣闊的市場前景，被廣泛應(yīng)用于無線局域網(wǎng)、DAB、DVB以及HDTV等系統(tǒng)中，但OFDM存在著一些固有的缺點(diǎn)需要克服，這些缺點(diǎn)的存在將使OFDM的優(yōu)點(diǎn)無法充分體現(xiàn)出來，本論文首先介紹OFDM的歷史背景及應(yīng)用情況，然后再介紹其基本原理和優(yōu)劣勢，并結(jié)合OFDM基本通信模型，以利用Matlab的Simulink模塊完成在理想同步情況下，處于加性高斯白噪聲信道中的OFDM系統(tǒng)的仿真。進(jìn)而再在原始OFDM系統(tǒng)模型的基礎(chǔ)上，

11、加入保護(hù)間隔（CP）以完成OFDM系統(tǒng)在不同長度保護(hù)間隔下和無保護(hù)間隔的條件下誤碼性能的比較仿真，并且針對OFDM峰均值比高的缺陷在基本模型的基礎(chǔ)上采用選擇性映射法（SLM）進(jìn)行改進(jìn)。最后對仿真結(jié)果進(jìn)行簡單的說明分析。</p><p>　　關(guān)鍵詞：正交頻分復(fù)用；峰均功率比；選擇性映射</p><p>　　Design and Simulation of OFDM System Based

12、 on Matlab</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is the fourth generation mobile communications core technology, is a very promising tec

13、hnology, because it can effectively combat inter-symbol interference (ISI) and inter-carrier interference (ICI), are widespread concern in the communications sector. The field of mobile communications is currently one of

14、 the key technologies, it has a lot of other wireless transmission technology that features not suitable for high-speed wireless data transmiss</p><p>　　Keywords：OFDM,PAPR,SLM</p><p><b>　　

15、第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 OFDM系統(tǒng)的概述</p><p>　　OFDM(Orthogona1Frequency Division Multiplexing)即正交頻分復(fù)用，是一種多載波數(shù)字調(diào)制技術(shù)，早在20世紀(jì)60年代就已經(jīng)被提出，OFDM技術(shù)的特點(diǎn)是降低了均衡器的復(fù)雜性,而且也易于實(shí)現(xiàn)信道均衡，但是由于OFDM技術(shù)要求大量的復(fù)雜計(jì)算和高速存儲設(shè)

16、備，當(dāng)時的技術(shù)條件達(dá)不到，所以僅在一些軍用系統(tǒng)中有過應(yīng)用。OFDM是一種無線環(huán)境下高速傳輸技術(shù)。無線信道的頻率響應(yīng)大多是非平坦的。正交頻分復(fù)用也是一種特殊的多載波方案，它可以被看作一種調(diào)制技術(shù)，也可以被當(dāng)作是一種復(fù)用技術(shù)。選擇OFDM的一個主要原因在于該系統(tǒng)能夠很好地對抗頻率選擇性衰落或窄帶干擾。而OFDM技術(shù)的最為主要的思想就是在頻域內(nèi)將所給予的信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進(jìn)行調(diào)制，并且各子載波并行傳輸，這樣，

17、盡管總的信道是非平坦的，也就是具有頻率選擇性，但是每個子信道是相對平坦的，并且在每個子信道上是窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬，可以大大消除信號波形間的干擾，又由于各子信道的載波間相互正交，以至于它們的頻譜是相互重疊的，這樣既減小了子載波間的相互干擾，同時也提高了頻譜利</p><p>　　隨著DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，傅立葉變換/反變換、高速M(fèi)odem采用的64/128/256QAM 技術(shù)、柵格編碼技術(shù)、信道自

18、適應(yīng)技術(shù)、插入保護(hù)時段等成熟技術(shù)的逐步引入，人們開始集中越來越多的精力開發(fā)OFDM技術(shù)在移動通信領(lǐng)域的應(yīng)用。OFDM的技術(shù)由于使用頻譜效率較高，正交重疊的頻譜。另外還具有抗多徑時延、硬件實(shí)現(xiàn)簡單等優(yōu)點(diǎn)，目前已基本被公認(rèn)為Beyond3G的核心技術(shù)，尤其是OFDM、多載波作為一項(xiàng)核心技術(shù)和其他先進(jìn)的發(fā)送和接收技術(shù)的結(jié)合，更是今后廣泛研究的重點(diǎn)。</p><p>　　1.2 OFDM發(fā)展?fàn)顩r</p>

19、<p>　　1971 年，Weinstein和Ebert提出了采用離散傅立葉變換來等效多個調(diào)制解調(diào)器的功能，從而簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，這使得OFDM技術(shù)更趨于實(shí)用化。近年來，由于數(shù)字信號處理技術(shù)和大規(guī)模集成電路技術(shù)(VLSI) 的發(fā)展，制約OFDM技術(shù)發(fā)展的障礙已不存在。</p><p>　　1995年歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)委員會(ETSI)將OFDM作為數(shù)字音頻廣播(DAB)的調(diào)制方式，這也是第一個以O(shè)FDM作為傳輸

20、技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)。</p><p>　　1997年歐洲數(shù)字視頻廣播聯(lián)盟采用OFDM作為其地面廣播(DVB-T)調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)。</p><p>　　1999年IEEE通過了將OFDM作為其無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.lla的物理層的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)。OFDM和CDMA的結(jié)合也被用于寬帶CDMA中。目前OFDM技術(shù)己經(jīng)被廣泛應(yīng)用于視頻領(lǐng)域和民用通信系統(tǒng)和廣播式的音頻中，主要的應(yīng)用包括：ETSI 標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字音頻

21、廣播(DAB)、非對稱的數(shù)字用戶環(huán)路(ADSL)、數(shù)字視頻廣播(DVB)、高清晰度電視(HDTV)、無線局域網(wǎng)(WLAN)等。</p><p>　　2001年，IEEE802.16通過了無線城域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)根據(jù)使用頻段的不同，具體可分為視距和非視距兩種。其中，使用許可和免許可頻段，由于在該頻段波長較長，非常適合非視距傳播，此時系統(tǒng)會存在較強(qiáng)的多徑效應(yīng)，而在免許可頻段還存在干擾問題，所以系統(tǒng)采用了抵抗多徑效應(yīng)、頻

22、率選擇性衰落或窄帶干擾上有明顯優(yōu)勢的OFDM調(diào)制，多址方式為OFDMA。而后，IEEE802.16的標(biāo)準(zhǔn)每年都在發(fā)展。</p><p>　　2004年11月，根據(jù)眾多移動通信運(yùn)營商、制造商和研究機(jī)構(gòu)的要求，3GPP通過被稱為Long Term Evolution(LTE)即“3G長期演進(jìn)”的立項(xiàng)工作。項(xiàng)目以制定3G演進(jìn)型系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范作為目標(biāo)。3GPP經(jīng)過激烈的討論和艱苦的融合，終于在2005年12月選定了LTE的

23、基本傳輸技術(shù)，即下行OFDM，上行SC。OFDM由于技術(shù)的成熟性，被選用為下行標(biāo)準(zhǔn)很快就達(dá)成了共識。而上行技術(shù)的選擇上，由于OFDM的高峰均比(PAPR)使得一些設(shè)備商認(rèn)為會增加終端的功放成本和功率消耗，限制終端的使用時間，一些則認(rèn)為可以通過濾波，削峰等方法限制峰均比。B3G/4G的目標(biāo)是在高速移動環(huán)境下支持高達(dá)100Mb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率，在室內(nèi)和靜止環(huán)境下支持高達(dá)1Gb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率[2]。</p><

24、;p>　　2006年2月，IEEE802.16e(移動寬帶無線城域網(wǎng)接入空中接口標(biāo)準(zhǔn))形成了最終的出版物。當(dāng)然，采用的調(diào)制方式仍然是OFDM。</p><p>　　2010年全球首個TD-LTE-A的規(guī)模實(shí)驗(yàn)網(wǎng)將在上海世博會向媒體開放。4G是基于OFDM加MIMO的技術(shù)組合，但整體結(jié)構(gòu)不一樣，基于OFDM和MIMO的有兩套標(biāo)準(zhǔn)，一個是IEEE802-16M，另一個是LTE-Advanced,而OFDM技術(shù)是

25、關(guān)鍵核心技術(shù)之一。</p><p>　　1.3 OFDM優(yōu)缺點(diǎn)</p><p>　　近年來，OFDM系統(tǒng)已經(jīng)越來越得到人們的關(guān)注，其主要原因在于OFDM系統(tǒng)存在如下的主要優(yōu)點(diǎn)[1]： </p><p>　　(1)帶寬利用率很高。在傳統(tǒng)的并行傳輸系統(tǒng)中，整個帶寬經(jīng)分割后被送到子信道中，各個子信道頻帶間嚴(yán)格分離，接收端通過帶通濾波器慮除帶外的信號來接收每個子信道上的數(shù)

26、據(jù)，頻譜利用率較低。而OFDM系統(tǒng)中由于各個子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互混疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度的利用頻譜資源。當(dāng)子載波個數(shù)很大時，系統(tǒng)的頻譜利用率就會趨近于2 Band/Hz。</p><p>　　(2)把高速數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換，調(diào)制到每個子載波上進(jìn)行并發(fā)傳輸，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，有效地減小由于無線信道的時間彌散所帶來的ISI。此外，OF

27、DM采用了循環(huán)前綴技術(shù)，即將OFDM符號的后幾個樣值復(fù)制到OFDM符號的前面，這樣就有效的抵抗多徑衰落的影響。從而減小了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度，甚至可以不采用均衡器。</p><p>　　(3)各個子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過離散傅立葉反變換(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)和離散傅立葉變換(DFT，Discrete Fourier Transform)的方法來實(shí)現(xiàn)

28、。在子載波數(shù)很大的情況下，可以通過采用快速傅立葉變換(FFT)來實(shí)現(xiàn)。近年來，隨著大規(guī)模集成電路和DSP 技術(shù)的發(fā)展，以至于FFT和IFFT 技術(shù)都非常容易實(shí)現(xiàn)，從而進(jìn)一步推動了OFDM技術(shù)的發(fā)展。</p><p>　　(4)無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)量。在另一方面，移動終端功率一般比較小，傳輸速率較低，而基站恰恰相反。因此無論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的使用要求，還是

29、從移動通信系統(tǒng)自身的要求考慮，都希望物理層支持非對稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而OFDM系統(tǒng)可以很容易地通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。</p><p>　　但由于OFDM系統(tǒng)采用了正交多載波技術(shù)，因此與單載波系統(tǒng)相比存在如下得缺點(diǎn)：</p><p>　　(1)會對同步誤差十分敏感，OFDM子信道的頻譜相互混疊，信號的解調(diào)是通過FFT變換實(shí)現(xiàn)的，要求各個子載波之間保持正交

30、，才能解調(diào)得到每一路數(shù)據(jù)。但是無線信道具有多徑時變特性，在傳輸過程中出現(xiàn)的無線信號頻譜偏移或發(fā)射機(jī)與接收機(jī)本地振蕩</p><p>　　器之間存在的頻率偏差，都會破壞子載波間的正交性，引起嚴(yán)重的子信道間干擾(ICI，Inter-channel Interference)，而每個子載波上的數(shù)據(jù)都將受到其余多個子載波上數(shù)據(jù)的千擾，解調(diào)性能迅速惡化。</p><p>　　(2)峰值平均功率比(P

31、APR)較高。OFDM系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，輸出信號的包絡(luò)起伏很大，當(dāng)多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比。當(dāng)峰值平均功率比較大時，系統(tǒng)則會要求發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器具有很大的線性動態(tài)范圍。如果放大器的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會引起信號畸變，從而導(dǎo)致各個子信道信號之間的正交性遭到破壞，使得系統(tǒng)性能惡化。提出通過預(yù)編碼的方法，從而使各子載波間的傳輸信息相互關(guān)聯(lián)，

32、以達(dá)到降低以PAPR的目的。</p><p>　　第二章 OFDM的基本原理</p><p>　　2.1 OFDM系統(tǒng)模型與系統(tǒng)框圖</p><p>　　OFDM作為一種特殊的多載波調(diào)制方案，其基本原理[3] , [4]是：將信道分解成若干正交子信道，并且通過串/并轉(zhuǎn)換將高速數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為多個并行的低速子數(shù)據(jù)流，并調(diào)制到每個子信道到上進(jìn)行傳輸。在接收端采用相關(guān)技術(shù)

33、可以將正交信號分開，因此可以減少子信道之間的相互干擾（ICI）。并且高速數(shù)據(jù)流被分為多個低速數(shù)據(jù)流在子載波上傳輸，使子載波上的符號速率減低，符號持續(xù)時間加長，并且通過在符號前加保護(hù)間隔，這樣基本就可以消除由于時延擴(kuò)展所造成的符號間干擾（ISI）。而且又由于每個子信道的帶寬只占原信道帶寬的一小部分，以至信道均衡變得相對容易。</p><p>　　圖2.1 OFDM系統(tǒng)框圖</p><p>

34、　　圖2.1為OFDM系統(tǒng)框圖，這是由發(fā)送機(jī)，信道，接收機(jī)三部分構(gòu)成。在發(fā)送端，在選擇適當(dāng)?shù)妮d波頻率間隔的條件下，信源產(chǎn)生的二進(jìn)制數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換和編碼映射后，OFDM不僅能夠保持正交性，而且還可以用DFT/IDFT來定義，因此能夠通過快速傅里葉反變換對編碼后的星座點(diǎn)進(jìn)行調(diào)制，變成時域信號。然后再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換，D/A轉(zhuǎn)換及低通濾波后經(jīng)上變頻發(fā)送到信道。同時在接收端在經(jīng)過下變頻，低通濾波等與發(fā)送端相反的處理過程后，對所得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行均

35、衡，譯碼判決和并/串轉(zhuǎn)換，最終恢復(fù)出原始的二進(jìn)制信號。</p><p>　　2.1.1 OFDM的快速傅里葉變換調(diào)制解調(diào)</p><p><b>　　（2.1）</b></p><p>　　我們可以把這個式子變換個形式：</p><p><b>　?。?.2）</b></p><

36、;p>　　我們把稱為等效基帶信號。對這個基帶信號進(jìn)行采樣，得到基帶信號：</p><p><b>　?。?.3）</b></p><p>　　對于子載波N非常大的系統(tǒng)來說，OFDM正交調(diào)制可以采用離散傅立葉逆變換IDFT算法來實(shí)現(xiàn)。從2.3式我們可以很容易的發(fā)現(xiàn)是d(n)的離散傅立葉逆變換IDFT。若不考慮噪聲和干擾的影響，且假設(shè)滿足正交條件，那么在接收端采用類

37、似的方法就可以得到接收信號。</p><p>　　，是序列的離散傅立葉變換。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中，可以采用快速傅立葉變換（FFT/IFFT）[9]。</p><p>　　對于子載波數(shù)量非常大的OFDM系統(tǒng)來說，可以進(jìn)一步采用基4的FFT算法。在基4的FFT運(yùn)算中，存在于{1，-1，j，-j}的相乘運(yùn)算，因此不需要采用完整的乘法器來實(shí)施這種

38、乘法，只需要通過簡單地加、減以及交換實(shí)部和虛部的運(yùn)算來實(shí)現(xiàn)這種乘法。在基4-FFT算法中，F(xiàn)FT變換可以被分為多個4點(diǎn)的FFT變換，這樣就只需要在兩個級別之間執(zhí)行完整的乘法操作。因此，N點(diǎn)的基4的FFT運(yùn)算中只需要執(zhí)行(3/8)N(Log2N-2)次復(fù)數(shù)乘法或相位選轉(zhuǎn)，以及Nlog2N次復(fù)數(shù)加法。</p><p>　　2.1.2 子載波調(diào)制</p><p>　　OFDM的子載波可以通過正

39、交幅度調(diào)制（QAM）或相移鍵控（PSK）來進(jìn)行調(diào)制。設(shè)N---子載波數(shù)。T---OFDM符號的持續(xù)時間（周期），（i=0,1,2…N-1）---分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號，---第i個子載波的載波頻率，矩形函數(shù)。則從開始的OFDM符號可以表示為：</p><p><b>　　(2.4) </b></p><p>　　若要將傳輸?shù)谋忍胤峙涞礁鱾€子載波上，則通過某一種調(diào)制

40、模式將它們映射為子載波的幅度和相位，通常采用等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號。其數(shù)學(xué)表示如下：</p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　其中s(t)的實(shí)部和虛部分別對應(yīng)于OFDM符號的同相和正交分量，在實(shí)際系統(tǒng)中可以分別于相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM符號。</p><p

41、>　　下圖2.2為OFDM系統(tǒng)的基本模型框圖，其中 。在接收端，則將接收到的同相和正交矢量映射成原始的數(shù)據(jù)信息，從而完成子載波解調(diào)。 </p><p>　　圖2.2 OFDM系統(tǒng)基本模型框圖</p><p>　　每個子載波在一個OFDM符號周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個周期，而且各個相鄰的子載波之間相差1個周期。這一特性可以用來解釋子載波之間的正交性，即：</p><p&

42、gt;<b>　?。?.6） </b></p><p>　　對公式2.5中的第j個子載波進(jìn)行解調(diào)，然后在時間長度T內(nèi)進(jìn)行積分，即：</p><p>　　（2.7） </p><p>　　由公式2.7的結(jié)果可以看出，對第j個子載波進(jìn)行解

43、調(diào)可以恢復(fù)出原始信號，而對其他載波來說，由于在積分間隔內(nèi)，頻率差別可以產(chǎn)生整數(shù)倍個周期，所以積分結(jié)果為零。這種一個子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其他子信道頻譜為零點(diǎn)的特點(diǎn)可以避免載波間干擾（ICI）的出現(xiàn)。</p><p>　　2.1.3 保護(hù)間隔,循環(huán)前綴</p><p>　　為了消除由于多徑傳播造成的信道間干擾ICI，一種有效方法是將原來寬度為T的OFDM符號進(jìn)行周期擴(kuò)展，用擴(kuò)展信號來填充保

44、護(hù)間隔。將保護(hù)間隔內(nèi)(持續(xù)時間用表示)的信號稱為循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)。在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng)OFDM符號送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后進(jìn)入信道進(jìn)行傳送。在接收端，首先將接收符號開始的寬度為的部分丟棄，再將剩余的寬度為T的部分進(jìn)行傅里葉變換，然后進(jìn)行解調(diào)。同時而在OFDM符號內(nèi)加入循環(huán)前綴可以保證在一個FFT周期內(nèi)，OFDM符號的時延副本內(nèi)所包含的波形周期個數(shù)也是整數(shù)。這樣，時延小于保護(hù)間隔的時延信號就不會在解調(diào)

45、過程中產(chǎn)生信道間干擾ICI。</p><p>　　圖2.3 OFDM保護(hù)間隔</p><p>　　無線多徑信道會使通過它的信號出現(xiàn)多徑時延，這種多徑時延如果擴(kuò)展到下一個符號，就會造成符號問串?dāng)_，嚴(yán)重影響數(shù)字信號的傳輸質(zhì)量。采用OFDM技術(shù)的最主要原因之一就是它可以有效地對抗多徑時延擴(kuò)展。通過把輸入的數(shù)據(jù)流通過串／并變換分配到N個并行的子信道上，使得每個用于去調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)符號周期可以擴(kuò)

46、大為原始數(shù)據(jù)符號周期的N倍，因此時延擴(kuò)展與符號周期的比值也同樣可降低為1／N。在OFDM系統(tǒng)中，為了最大限度地消除符號間干擾，系統(tǒng)可以在每個OFDM符號之間插入保護(hù)間隔，而且該保護(hù)間隔的長度一般要大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。當(dāng)多徑時延小于保護(hù)間隔時，可以保證在FFT的運(yùn)算時間長度內(nèi)，不會發(fā)生信號相位的跳變。因此，OFDM接收機(jī)所看到的僅僅是存在某些相位偏移的、多個單純連續(xù)正弦波形的疊加信

47、號，而且這種疊加也不會破壞子載波之間的正交性。然而，如果多徑時延超過了保護(hù)間隔，則在FFT運(yùn)算時間長度內(nèi)可能會出現(xiàn)信號相位的跳變，因此在第一路徑信號與第二路徑信號的疊加信號內(nèi)就不再只包括單純連續(xù)正弦波形信號，從而導(dǎo)致子載波之間的正交性有可能遭到破壞，就會產(chǎn)生信道間干擾</p><p>　　圖2.4 離散記憶信道</p><p><b>　　其中</b></p&

48、gt;<p>　　設(shè)輸入的某個符號序列{}，則其對應(yīng)的輸出用矩陣表示如下。</p><p>　　由于信道存在記憶性，結(jié)果導(dǎo)致輸出快序列{}不僅與當(dāng)前塊的</p><p>　　輸入關(guān)系有關(guān)，還與上一個塊的最后M個輸入有關(guān)，這就產(chǎn)生了碼間干擾。解決這個問題的方法有兩種。第一種就是加入保護(hù)間隔，即在每N點(diǎn)數(shù)據(jù)塊前加入M個0，這樣就得到了一個M+N點(diǎn)數(shù)據(jù)塊。如圖2.5所示。</

49、p><p>　　圖2.5 保護(hù)間隔</p><p>　　按照這樣的方法合適的選取保護(hù)間隔的長度可以消除碼間干擾，但是在這種情況下，由于多徑傳播的影響，則會產(chǎn)生信道間干擾ICI，即子載波間的不同的子載波間產(chǎn)生干擾,同時正交性會遭到破壞。如圖2.6所示，由于每個OFDM符號中都包括所有的非零子載波信號，而且也同時會出現(xiàn)該OFDM符號的時延信號。這樣的話，在FFT的運(yùn)算長度內(nèi)第一個子載波與帶有時延

50、的第二個子載波之間的周期的個數(shù)之差不再是整數(shù)，所以在接收機(jī)解調(diào)第一個載波時，第二個子載波會對一個子載波造成干擾。同樣，接收機(jī)對第二子載波進(jìn)行解調(diào)時，也會存在來自第一子載波的干擾。</p><p>　　圖2.6 多徑情況下空閑保護(hù)間隔在子載波間造成的干擾</p><p>　　為了消除由于多徑所造成的信道間干擾，OFDM 符號需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號[3]，這樣我們就可以保證在FF

51、T的周期內(nèi)，OFDM符號的延時副本內(nèi)的所包含的波形的周期數(shù)也是整數(shù)的。這樣時延小于循環(huán)前綴長度的時延信號就不會在解調(diào)過程中產(chǎn)生信道間干擾。換句話說，加入CP后，當(dāng)CP的長度大于最大時延擴(kuò)展，既可以消除碼間干擾，也可以消除信道干擾。我們最后得到的OFDM系統(tǒng)框圖如圖2.7所示。</p><p>　　圖2.7 基于FFT的OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖</p><p>　　2.2 關(guān)于下一代OFDM

52、系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù) </p><p>　　與下一代移動通信系統(tǒng)有關(guān)的OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)有以下幾個方面[5]。</p><p>　　2.2.1 時域與頻域的同步</p><p>　　OFDM系統(tǒng)對定時和頻率偏移敏感，特別是實(shí)際應(yīng)用中與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結(jié)合使用時，時域和頻率同步顯得尤為重要。與其它數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個階段，較易

53、實(shí)現(xiàn)。在上行鏈路中來自不同移動終端的信號必須同步到達(dá)基站，才能保證子載波間的正交性?；靖鶕?jù)各移動終端發(fā)來的子載波攜帶信息進(jìn)行時域和頻域同步信息的提取，再由基站發(fā)回移動終端，以便讓移動終端進(jìn)行同步。具體實(shí)現(xiàn)時，同步將分為時域同步和頻域同步，也可以時域和頻域同時進(jìn)行同步。</p><p>　　2.2.2 信道的估計(jì)</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個問題：一是

54、導(dǎo)頻信息的選取。由于無線信道常常是衰落信道，需要不斷對信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送；另一個則是復(fù)雜度較低和導(dǎo)頻跟蹤能力良好的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。而在實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)器的設(shè)計(jì)通常又是相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。</p><p>　　2.2.3 編碼信道和交織</p><p>　　為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是普遍采用的方

55、法。對于衰落信道中的隨機(jī)錯誤，系統(tǒng)可以采用信道編碼。而對于衰落信道中的突發(fā)錯誤，則可以采用交織技術(shù)。實(shí)際應(yīng)用中，通常同時采用信道編碼和交織，從而進(jìn)一步改善整個系統(tǒng)的性能。在OFDM系統(tǒng)中，如果信道衰落不是太嚴(yán)重，均衡是無法再利用信道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的，因?yàn)镺FDM系統(tǒng)自身具有，利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經(jīng)被OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)卻為在子載波間進(jìn)行編碼提供了機(jī)會，形成COFDM方

56、式。</p><p>　　2.2.4 降低峰值平均功率比</p><p>　　由于在OFDM信道時域上表現(xiàn)為N個正交子載波信號的疊加，當(dāng)這N個信號恰好均以峰值疊加時，OFDM信號也將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的N倍。為了不知真地傳輸這些高PAPR的OFDM信號，盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低。發(fā)送端仍然會對高功率放大器(HPA)的線性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的

57、性能大大下降甚至直接影響實(shí)際應(yīng)用。為了解決這一問題，人們提出了基于信號畸變技術(shù)、信號擾碼技術(shù)和基于信號空間擴(kuò)展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。</p><p><b>　　2.2.5 均衡</b></p><p>　　在一般的衰落環(huán)境下，OFDM系統(tǒng)的均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。這是因?yàn)榫馐茄a(bǔ)償多徑信道引起的碼間干擾，而OFDM技術(shù)本身已經(jīng)利用了多徑信道的分

58、集特性，OFDM系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高度散射的信道中，信道記憶長度很長，循環(huán)前綴的長度必須很長，才能夠使ISI盡量不出現(xiàn)。但是，CP長度過長必然導(dǎo)致能量大量損失，尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這是，可以考慮加均衡器以使CP的長度以適當(dāng)減小。</p><p>　　第三章 OFDM系統(tǒng)在MATLAB上應(yīng)用simulink的仿真</p><p>　　3.1 MATLAB與SIMULIN

59、K的簡介</p><p>　　Matlab[6], [10]的含義是矩陣實(shí)驗(yàn)室（Matrix Laboratory）。它集數(shù)值分析、矩陣運(yùn)算、信號處理和圖形顯示于一體，具有友好的用戶界面和環(huán)境。在這個環(huán)境下，對所要求求解的問題，用戶只需要簡單地列出數(shù)學(xué)表達(dá)式，而不必關(guān)注具體的底層算法，其結(jié)果便能以數(shù)值或圖形方式顯示出來。Matlab產(chǎn)品族由以下產(chǎn)品構(gòu)成：①M(fèi)atlab：②Matlab Toolbox：③Matla

60、b Compiler；④Simulink；⑤Stateflow；⑥Real-time workshop；⑦Simulink Blockset。隨著Matlab版本的不斷升級，其所含的工具箱的功能也越來越豐富，是數(shù)值分析的各類設(shè)計(jì)不可或缺的工具。</p><p>　　Simulink則是基于Matlab的一種可視化仿真工具，采用模塊化建模方式，被廣泛地應(yīng)用于線性/非線性系統(tǒng)，數(shù)字控制，以及數(shù)字信號處理的建模，仿真與

61、動態(tài)分析中。Simulink 的工作環(huán)境是由庫瀏覽器(Simulink Library Browser)與模型窗口組成的，庫瀏覽器為用戶提供了進(jìn)行Simulink 建模與仿真的標(biāo)準(zhǔn)模塊庫與專業(yè)工具箱，而模型窗口是用戶創(chuàng)建模型的主要場所。在該環(huán)境中，無需大量書寫程序，而只需要通過簡單直觀的鼠標(biāo)操作，就可構(gòu)造出復(fù)雜的系統(tǒng)。當(dāng)采用Simulink進(jìn)行建模時，從Simulink模型庫中提供的模塊出發(fā)，通過組合各種模塊來完成模塊設(shè)計(jì)它把Matla

62、b的許多功能都設(shè)計(jì)成一個個直觀的功能模塊，并且Simulink提供了利用鼠標(biāo)拖放的方法來建立系統(tǒng)框圖模型的圖形界面，而且還提供了豐富的功能塊以及不同的專業(yè)模塊集合，同時也可以根據(jù)自己的需要設(shè)計(jì)自己的功能模塊。利用Simulink幾乎可以做到不書寫一行代碼就能完成整個動態(tài)系統(tǒng)的建模工作。因此使用Simulink建模非常的方便和高效。是很好的一種仿真工具。Simulink具有以下6個的特點(diǎn)?！　?lt;/p><p>　　

63、（1）基于矩陣的數(shù)值計(jì)算。</p><p>　?。?）高級編程語言以及可視化的圖形操作界面?！　?lt;/p><p>　　（3）包含各個領(lǐng)域的仿真工具箱，使用方便快捷并可擴(kuò)展。</p><p>　　（4）豐富的數(shù)據(jù)I/O工具。</p><p>　　（5）提供與其他高級語言的接口。</p><p>　　（6）支持多平臺（Wi

64、ndows/UNIX）。</p><p>　　3.2 OFDM系統(tǒng)在SIMULINK的簡介</p><p>　　3.2.1 基本的參數(shù)選擇</p><p>　　在進(jìn)行OFDM參數(shù)選擇[2],[7]時，需要對各項(xiàng)參數(shù)進(jìn)行綜合考慮。通常情況下，首先要確定如下三個參數(shù)：帶寬（Bandwidth），比特率（Bit Rate）以及保護(hù)間隔（Guard Interval）。

65、一般按照如下順序進(jìn)行選?。?lt;/p><p>　　1.保護(hù)間隔：保護(hù)間隔的時間長度一般選取為時延擴(kuò)展均方根的2到4倍。</p><p>　　2.符號周期長度：在確定了保護(hù)間隔之后，就可以對OFDM符號周期長度進(jìn)行確定，由于保護(hù)間隔并不攜帶有效數(shù)據(jù)，因此理論上為了減少由于插入保護(hù)間隔所帶來的信噪比的損失，OFDM的符號周期應(yīng)遠(yuǎn)大于保護(hù)間隔的長度，但是如果符號周期長度選取過大，由于子載波寬度與符

66、號周期長度成反比，從而導(dǎo)致子載波間間隔減少，使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度增加，同時由于子載波的增加，會導(dǎo)致系統(tǒng)的峰均比變大。因此綜合權(quán)衡進(jìn)行考慮，一般符號周期長度取保護(hù)間隔長度的5倍。這時由于插入保護(hù)間隔而帶來的信噪比損耗只有1dB左右。</p><p>　　3.子載波數(shù)：子載波的數(shù)量可以直接利用3dB帶寬除以子載波間隔(即去掉保護(hù)間隔之后的符號周期的倒數(shù))得到?；蛘撸梢岳盟蟮谋忍厮俾食悦總€子信道的比特速率來確定

67、子載波的數(shù)量。每個子信道中傳輸?shù)谋忍厥鞈]由調(diào)制類型以及編碼速率和符號速率確定。在選定了參數(shù)后，必須還要能保證FFT/IFFT運(yùn)算時間內(nèi)和符號間隔內(nèi)的采樣數(shù)量必須為整數(shù)。</p><p>　　在本文的MATLAB仿真中，基本OFDM參數(shù)選擇如上表3.1所示：</p><p>　　表3.1 基本OFDM參數(shù)</p><p>　　3.2.2 信源的仿真</p&g

68、t;<p>　　信源仿真[8], [11]中采用的模塊為二進(jìn)制貝努力發(fā)生器模塊。該模塊用于產(chǎn)生二進(jìn)制序列，它的特征為所產(chǎn)生的序列的數(shù)據(jù)0和1服從貝努力分布。該模塊位于下圖3.2為其在simulink中的模塊符號表示及屬性對話框。</p><p>　　圖3.2 二進(jìn)制貝努力發(fā)生器模塊在simulink中的模塊符號表示及屬性對話框</p><p>　　3.2.3 信道的仿真&

69、lt;/p><p>　　在仿真中采用加性高斯白噪聲[8], [11]。加性高斯白噪聲均值為0，是最簡單的一種噪聲，信號表現(xiàn)為圍繞平均值的一種隨即波動過程，差表現(xiàn)為噪聲功率的大小。在一般的情況下，信號的波動幅度與噪聲功率成正比關(guān)系，噪聲功率越大，其信號的波動幅度相應(yīng)也越大。所以在研究通信系統(tǒng)與信道質(zhì)量的關(guān)系時，一把都先研究它在加性高斯白噪聲信道下的性能表現(xiàn)。這里主要為了說明OFDM的基本原理，所以采用加性高斯白噪聲信道

70、作為仿真信道。在仿真中mode一欄設(shè)置為Signal to noise ratio(SNR)，在進(jìn)行誤碼率曲線繪制時需要將信噪比SNR設(shè)置為一個變量，以便進(jìn)行誤碼率曲線的繪制。在simulink中，該模塊位于Communications Blockset/Channels/AWGN Channel。下圖3.3為其模塊和屬性對話框。</p><p>　　圖3.3 信噪比SNR在simulink中的模塊和屬性對話框

71、</p><p>　　3.3 OFDM仿真模型框圖及參數(shù)的選擇</p><p>　　圖3.4 基本OFDM系統(tǒng)仿真實(shí)現(xiàn)圖</p><p>　　上圖為OFDM的系統(tǒng)仿真實(shí)現(xiàn)圖，其創(chuàng)建過程如下：</p><p>　　第一步：選擇信源。采用二進(jìn)制貝努力發(fā)生器模塊作為信源，根據(jù)選擇的基本參數(shù)的設(shè)計(jì)設(shè)置每一幀的抽樣點(diǎn)數(shù)為128。</p>

72、<p>　　第二步：子載波調(diào)制。選擇QPSK對輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行映射調(diào)制。</p><p>　　第三步：插零值。選擇模塊Zero Pad對映射后的數(shù)據(jù)進(jìn)行插零值。為進(jìn)行下一步的IFFT變換做準(zhǔn)備。其參數(shù)Column size 設(shè)置為256</p><p>　　第四步：IFFT變換。對上一步所輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT運(yùn)算。</p><p>　　第五步：并串轉(zhuǎn)換

73、。將串行的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成可以在信道傳輸?shù)腛FDM符號。</p><p>　　第六步：通過信道。在本次仿真中采用的信道為加性高斯白噪聲信道。對OFDM在該信道下的性能進(jìn)行仿真。</p><p>　　第七步：串并轉(zhuǎn)換。將通過信道的串行數(shù)據(jù)還原成并行數(shù)據(jù)。</p><p>　　第八步：FFT。對串行的信號進(jìn)行FFT運(yùn)算。</p><p>　　第九步：

74、去零值。對輸入的信號做進(jìn)一步的還原。</p><p>　　第十步：QPSK解調(diào)。信號被還原，并將還原的信號輸入到誤碼率統(tǒng)計(jì)模塊中。進(jìn)行誤碼率的統(tǒng)計(jì)。</p><p>　　3.4 針對OFDM系統(tǒng)峰均值比高的改進(jìn)</p><p>　　3.4.1 峰均比（PAR）的定義及分布</p><p>　　OFDM多載波系統(tǒng)由于采用了正交頻分信道，因此

75、能夠在不需要復(fù)雜的均衡技術(shù)的情況下就能支持高速無線數(shù)據(jù)的傳輸，并具有很強(qiáng)的抗衰落和抗符號間干擾的能力。但OFDM系統(tǒng)有一個非常大的缺點(diǎn)就是其峰值平均功率比(PAPR)比較高，它直接影響著整個系統(tǒng)的運(yùn)行成本和效率。同時峰均比問題也是多載波調(diào)制中一個普遍存在的問題。</p><p>　　在某個時刻，若多個載波以同一個方向進(jìn)行累加時，就會產(chǎn)生很大的峰值。而PAPR值是通信設(shè)備生產(chǎn)商考慮的一個重要因素，因?yàn)镻APR值越高

76、，為了不失真地傳輸這些高峰均功率比的OFDM信號，對發(fā)送端功率放大器線性的要求也越高，在大功率補(bǔ)償狀態(tài)下，這樣會導(dǎo)致放大器的放大效率非常低。并使發(fā)射機(jī)的成本變得非常昂貴。總之，這就意味著要提供額外功率、電池備份和擴(kuò)大設(shè)備的尺寸，增加基站和用戶設(shè)備的成本。因此必須采用一定的技術(shù)來降低信號的峰均比值，使發(fā)射機(jī)中的功率放大器高效工作。通常情況下，一個信號s(t)的峰值應(yīng)該是其包絡(luò)|s(t)|的最大值。由于出現(xiàn)信號幅度最大值的概率非常小，用ma

77、x(|s(t)|)來定義信號幅度峰值沒有多大實(shí)際意義。一種更有效的峰值定義[3]方法是采用概率的方法，即一個信號s(t)在概率Pc處的截?cái)喾逯禐閟p，只要有：</p><p><b>　　(3.1)</b></p><p>　　一個隨機(jī)過程s(t)的峰值可以完全由它的概率密度函數(shù)來描述。對于一個遍歷隨機(jī)過程，其概率密度函數(shù)在整個時域內(nèi)是相同的。一般情況下，概率密度函數(shù)

78、在整個域內(nèi)通常是不一樣的。如果對s(t)的某個操作改變了s(t)的概率密度函數(shù)，則其峰均比也將隨之改變。</p><p>　　對于OFDM信號，其復(fù)數(shù)基帶信號可表示為：</p><p><b>　　(3.2)</b></p><p>　　其中，為OFDM時域符號長度，第i個OFDM符號中的第n個子載波的調(diào)制數(shù)據(jù)信息，例如，對于BPSK調(diào)制，為&

79、#177;1，p(t)為幅度為1，寬度為Ts的矩形函數(shù)，N為子載波數(shù)。在一個OFDM符號時間間隔內(nèi)，0≤t≤，式(3.2)變?yōu)椋?lt;/p><p><b>　　(3.3)</b></p><p>　　而信號s(t)功率為：</p><p><b>　　(3.4)</b></p><p>　　OFDM信

80、號的峰均比定義為：</p><p><b>　　(3.5)</b></p><p>　　其中E[.]為求數(shù)學(xué)期望。</p><p>　　另一個常用的參數(shù)為OFDM信號的幅度峰值因子(CF，Crest Factor)，其定義為OFDM信號的幅度峰值與rms幅度值之比，即：</p><p><b>　　(3.6)

81、</b></p><p>　　圖3.5為OFDM符號的信號幅度。由下圖3.5可見，在某一特殊時刻，OFDM信號呈現(xiàn)出非常大的峰值。由于一個大的峰值是不可預(yù)料的，因此就要求后面的數(shù)模轉(zhuǎn)換器或模數(shù)轉(zhuǎn)換器和功率放大器具有很大的動態(tài)范圍。由于大多數(shù)信號的幅度都遠(yuǎn)小于其動態(tài)范圍，因此它們的利用效率非常低。 </p><p>　　圖3.5 峰值平均功率比</p><

82、p>　　在實(shí)際系統(tǒng)中并不能保證信號的整個動態(tài)范圍正常工作。如果假設(shè)系統(tǒng)的信號幅度動態(tài)范圍最大為，小于信號幅度的最大值，用表示經(jīng)信號平均功率的平方根值歸一化后的值，即則，系統(tǒng)所希望的信號幅度峰值因子(CF)應(yīng)小于或等于，所希望的信號PAPR應(yīng)小于或等于。</p><p>　　根據(jù)中心極限的定理可知，對于較大的子載波數(shù)N，s(t)實(shí)部和虛部的樣點(diǎn)服從均值為0、方差為1／2的高斯分布；信號的幅度服從瑞利分布，功率

83、服從有中心的、具有兩個自由度的x2分布，其累積分布函數(shù)為：</p><p><b>　　(3.7)</b></p><p>　　假設(shè)信號各個樣點(diǎn)之間互不相關(guān)，這是未進(jìn)行過采樣的情況，OFDM信號的PAPR值大于門限的概率為：</p><p><b>　　(3.8)</b></p><p>　　如果系

84、統(tǒng)采用過采樣，上面的假設(shè)就不再正確了。這時就很難得到信號PAPR分布的精確表達(dá)式。可假定N個子載波過采樣信號的PAPR分布與個子載波的未過采樣信號的PAPR分布大致相同，其中取值大于1。這樣，過采樣的影響大致相當(dāng)于額外增加一定數(shù)量的獨(dú)立樣點(diǎn)。</p><p>　　那么經(jīng)過采樣后的OFDM信號的PAPR值大于門限的概率為： (3.9) </p>

85、<p>　　3.4.2 降低OFDM系統(tǒng)PAPR值相關(guān)技術(shù)概述</p><p>　　為了降低OFDM信號的PAPR值，目前主要采取3種類別的技術(shù)，分別為：信號畸變技術(shù)，概率類技術(shù)，信號編碼技術(shù)。</p><p>　　1.信號畸變技術(shù)：這三類技術(shù)中信號畸變技術(shù)是最簡單、最直接降低OFDM系統(tǒng)內(nèi)部PAPR的方法之一。在信號被送到放大器之前，它首先經(jīng)過非線性處理，然后對有較大峰值

86、功率的信號進(jìn)行預(yù)畸變，保證使其不會超出放大器的動態(tài)變化范圍，從而避免較大PAPR的出現(xiàn)。最常用的信號畸變技術(shù)包括限幅濾波法和壓縮擴(kuò)張方法。</p><p><b>　?、傧薹?lt;/b></p><p>　　限幅法是最簡單、最直接降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。在信號被送到放大器之前，首先經(jīng)過非線性處理，對有較大峰值功率的信號進(jìn)行限幅處理，使其不會超出放大器的動態(tài)變化范

87、圍。在OFDM信號中，由于較大峰值出現(xiàn)的概率非常小，因此，限幅是一種非常直接和有效的降低峰均比的技術(shù)。信號經(jīng)過非線性部件之前進(jìn)行限幅，就可以使峰值信號低于所期望的最大電平值。</p><p>　　雖然非常簡單，但同時它也會為OFDM系統(tǒng)帶來相關(guān)的問題：首先，對OFDM符號幅度進(jìn)行畸變，會對系統(tǒng)內(nèi)部造成自身干擾，進(jìn)而導(dǎo)致系統(tǒng)的BER性能降低；其次，OFDM信號的非線性畸變會導(dǎo)致帶外輻射功率值的增加。</p&g

88、t;<p><b>　?、趬嚎s擴(kuò)展</b></p><p>　　壓縮擴(kuò)展法是一種通過非均勻量化降低信號峰均比的方法，即在發(fā)射端對信號進(jìn)行非均勻量化壓縮，將幅值較大的信號進(jìn)行壓縮，而將幅值較小的信號進(jìn)行擴(kuò)大，從而以降低PAPR，并且保持傳輸信號的平均功率不變。</p><p>　　通常典型的壓擴(kuò)傳輸函數(shù)有4種：線性傳輸函數(shù)、分段性傳輸函數(shù)、非線性傳輸函數(shù)、

89、非線性準(zhǔn)對稱傳輸函數(shù)。</p><p><b>　　2.概率類技術(shù)</b></p><p>　　概率類技術(shù)的基本思想是優(yōu)化子信道的載波相位以尋找能得到最低PAPR的相位組合。這種方法雖然并不能保證所有傳輸信號的幅度都小于門限值，但是卻很大的降低了峰值出現(xiàn)的概率，這也就降低了限幅噪聲對系統(tǒng)帶來的不利影響。其中最具有代表性的就是SLM和PTS。</p>&l

90、t;p>　?、賁LM(選擇映射法)</p><p>　　SLM(選擇映射法)方法的基本思想是用U個統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的向量Yd表示相同的信息，選擇時域符號的yb時具有最小PAPR值的一路用于傳輸。這D路相互獨(dú)立的向量是由D個固定的但完全不同的旋轉(zhuǎn)向量Ad(1≤d≤D)產(chǎn)生的。所有這D路相互獨(dú)立的信號的PAPR值都超過δ2的概率PD(δ)為：</p><p>　?、赑TS(部分傳輸序列)<

91、/p><p>　　PTS也是基于SLM相同的原理，但是PTS所轉(zhuǎn)換得向量具有不同的結(jié)構(gòu)，PTS方法首先將進(jìn)來的數(shù)據(jù)向量劃分為M個互不重疊的子向量，每個子向量中的子載波都乘于相同的旋轉(zhuǎn)因子，而不同的子向量的旋轉(zhuǎn)因子是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。這些旋轉(zhuǎn)因子能夠最大的抑制PAPR。</p><p><b>　　3.信號編碼技術(shù)</b></p><p>　　編碼類技術(shù)限

92、制可以用于傳輸?shù)男盘柎a字德集合，只有那些幅度峰值低于Amax的碼字才能被選擇用于傳輸，從而完全避開了信號峰值。這類技術(shù)為線性過程，因此不會出現(xiàn)限幅類技術(shù)那種限幅噪聲。</p><p>　　目前常用的編碼類技術(shù)有分組編碼法、Golay補(bǔ)碼序列(GCS)和Reed-Muller碼。而基于分組得編碼降低OFDM系統(tǒng)PAPR方法的基本思想是在對比特流進(jìn)行的IFFT運(yùn)算之前，先進(jìn)行特殊的編碼處理，從而使得輸出的比特流經(jīng)過O

93、FDM調(diào)制后具有較低的PAPR。</p><p>　　3.4.3 SLM方法的仿真實(shí)現(xiàn)</p><p>　　SLM的原理如下圖所示：</p><p>　　圖3.6 SLM原理圖</p><p>　　而下圖則為采用SLM方法的OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)圖：</p><p>　　圖3.7 OFDM_SLM系統(tǒng)仿真實(shí)現(xiàn)圖<

94、/p><p>　　圖3.8 SLM_OFDM系統(tǒng)/子系統(tǒng)層次結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　下面對該系統(tǒng)的子系統(tǒng)模塊功能及設(shè)計(jì)進(jìn)行說明：</p><p>　　圖3.9 旋轉(zhuǎn)向量產(chǎn)生模塊</p><p>　　圖3.9旋轉(zhuǎn)向量產(chǎn)生模塊，在子系統(tǒng)中的Constant模塊中定義好選擇常量值，再通過Gain模塊和Math Function模塊隨機(jī)產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)向

95、量并輸出。在4路選擇向量產(chǎn)生模塊中其定義的隨機(jī)常量取值應(yīng)保證不相同，以便與信號相乘后能獲得選擇性。</p><p>　　圖3.10 SLM子系統(tǒng)</p><p>　　圖3.10為SLM子系統(tǒng)模塊。信號從In1端口分成4路分別輸入到乘法模塊，并分別與旋轉(zhuǎn)向量模塊產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)向量相乘，然后輸出，并對各路信號通過Pad模塊進(jìn)行插零值，然后對其做IFFT變換。最后輸入到SLM Selector子模

96、塊，進(jìn)行選擇，并輸出信號功率最小的一路到信道中。</p><p>　　圖3.11 峰均比值計(jì)算模塊</p><p>　　圖3.11為峰均比值（PAPR值）計(jì)算子系統(tǒng)模塊：信號從In1端口輸入，根據(jù)PAPR計(jì)算公式:</p><p>　　(3.10) </p><p>　　其中

97、s(t)表示輸入信號，通過Abs模塊對信號取絕對值后分成兩路輸出，其中橙色部分的模塊完成對輸入信號峰值功率的計(jì)算，淺藍(lán)色部分完成對信號功率期望值的計(jì)算,最后通過除法模塊得出信號的PAPR的值，并輸出。</p><p>　　圖3.12 SLM模塊子系統(tǒng)SLM Selector</p><p>　　圖3.12為SLM Selector模塊。信號從In1~4端口輸入，通過OFDM PAR計(jì)算模

98、塊之后，通過Matrix Concatenate模塊將信號連接，在通過Minimum模塊選擇出其中PAPR最小的一路輸出，并通過輸出地索引值，通過Muliport Switch模塊將信號PAPR值最小的一路輸入到信道中。</p><p>　　圖3.13 CON_SLM子系統(tǒng)模塊圖</p><p>　　圖3.13為解選擇性映射子系統(tǒng)模塊圖，信號進(jìn)入CON_SLM子系統(tǒng)后，在接收端進(jìn)行與

99、發(fā)送端相反的操作，其中旋轉(zhuǎn)向量產(chǎn)生模塊的隨機(jī)常量值的取值范圍應(yīng)與SLM中</p><p>　　的對應(yīng)。并與所得到的SLM模塊所選擇的支路序號d作為邊帶信息比較以恢復(fù)出原始信息。</p><p>　　第四章 Simulink仿真結(jié)果</p><p>　　4.1 仿真結(jié)果圖及結(jié)果分析</p><p>　　4.1.1 不同信道信噪比下的仿真結(jié)

100、果</p><p>　　圖4.1 發(fā)送端星座圖</p><p>　　圖4.2 SNR=50dB下的系統(tǒng)仿真</p><p>　　圖4.3 SNR=30dB下的系統(tǒng)仿真</p><p>　　圖4.4 SNR=10dB下的系統(tǒng)仿真</p><p>　　圖4.5 SNR=5dB下的系統(tǒng)仿真</p>&

101、lt;p>　　圖4.6 BER/SNR變化曲線</p><p>　　圖示4.2與4.3,4.4以及4.5的結(jié)果為基于基本OFDM系統(tǒng)的仿真，分別顯示了在信道噪聲比為50dB，30dB，10dB，5dB下的星座圖和誤碼率。從仿真結(jié)果可以看出在有加性高斯白噪聲的情況下，而隨著信噪比的不斷得減小，星座圖上的點(diǎn)分布也越來越分散，而系統(tǒng)的誤碼率變高，對系統(tǒng)的影響也越明顯。該仿真的結(jié)果與理論的預(yù)期宣布相一致。<

102、/p><p>　　4.1.2 有保護(hù)間隔與無保護(hù)間隔誤碼率比較</p><p>　　圖4.7 有保護(hù)間隔的OFDM</p><p><b>　　其仿真結(jié)果：</b></p><p>　　圖4.8 無護(hù)間隔星座圖和誤碼率</p><p>　　圖4.9 有保護(hù)間隔星座圖和誤碼率</p>

103、<p>　　圖4.10 原始OFDM與加入CP的OFDM BER/SNR變化曲線比較圖</p><p>　　仿真結(jié)果分析：圖4.8及4.9在SNR=3dB的信道中所得到。由上面的仿真結(jié)果我們可以看出，同樣在3dB的信道中，在加入保護(hù)間隔后的系統(tǒng)誤碼率為0.002387低于未加保護(hù)間隔的誤碼率（0.02693）。由此可見在無線傳輸中采用了保護(hù)間隔的OFDM系統(tǒng)的傳輸更加穩(wěn)定。</p>

104、<p>　　4.1.3 不同保護(hù)間隔長度下的對誤碼率的影響</p><p>　　圖4.11 左圖為保護(hù)間隔長度為64右圖保護(hù)間隔長度為16</p><p>　　圖4.11為信道SNR=5dB，符號長度為256時的仿真結(jié)果，由仿真結(jié)果圖可以看出，當(dāng)符號周期長度為保護(hù)間隔長度的4倍時系統(tǒng)的誤碼率低于符號周期長度為保護(hù)間隔長度16倍時的誤碼率。與理論預(yù)計(jì)一致。雖然較大的保護(hù)間隔能降

105、低系統(tǒng)的誤碼率，但是保護(hù)間隔越大所帶來的信噪比損失也越大，因此在實(shí)際應(yīng)用中，為了綜合性能最優(yōu)，一般取保護(hù)間隔長度為符號周期的1/5。</p><p>　　4.2 OFDM峰均比結(jié)果圖</p><p>　　圖4.12 原始OFDM信號功率幅度</p><p>　　圖4.13 改進(jìn)后OFDM信號功率幅度</p><p>　　在同一信道信噪比

106、下,由仿真結(jié)果圖4.12及4.13對比可以看出，采用SLM改進(jìn)后的OFDM符號與原始OFDM符號其信號的峰值幅度和出現(xiàn)的概率明顯降低了許多。其平均信號幅度也得到了改善。</p><p><b>　　總 結(jié)</b></p><p>　　OFDM是一種相當(dāng)有潛力的技術(shù)，目前是移動通信領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)之一，它具有很多其它無線傳輸技術(shù)所未有的特點(diǎn)，適合于高速的無線數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)

107、，具有廣闊的市場前景，被廣泛應(yīng)用于無線局域網(wǎng)、DAB、DVB以及HDTV等系統(tǒng)中，并很有可能成為第四代移動通信的核心技術(shù)，但OFDM存在著一些固有的缺點(diǎn)需要克服，這些缺點(diǎn)的存在將使OFDM的優(yōu)點(diǎn)無法充分體現(xiàn)出來，比如易受頻率偏差的影響，存在較高的峰值平均功率比。不過隨著技術(shù)的發(fā)展這些缺點(diǎn)將得削弱或者避免。而其優(yōu)點(diǎn)則是單載波調(diào)制技術(shù)所沒有的，因此其必將在無線通信領(lǐng)域得到大量的應(yīng)用。事實(shí)證明其已經(jīng)成為了B3G/4G的核心技術(shù)。</p&

108、gt;<p>　　從仿真的結(jié)果中我們可以看到未改進(jìn)過的原始OFDM系統(tǒng)的信號峰值平均功率比非常高。在OFDM原始模型的基礎(chǔ)上采用SLM方法即通過選擇性映射，OFDM信號的峰均功率比得到了很大的改善。通過Simulink對OFDM的仿真，可以形象直觀地展示出OFDM信號在加性高斯白噪聲信道中的發(fā)送過程及接收過程，并能很容易的分析出其誤碼率與信噪比關(guān)系等OFDM系統(tǒng)性能參數(shù)。</p><p>　　隨著制