電氣工程及其自動化畢業(yè)設計全橋式小功率開關穩(wěn)壓電源設計

1、<p><b>　　本科畢業(yè)設計</b></p><p>　　全橋式小功率開關穩(wěn)壓電源設計</p><p>　　所在學院 </p><p>　　專業(yè)班級 電氣工程及其自動化 </p><p>　　學生姓名 學號

2、 </p><p>　　指導教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　隨著全球對綠色環(huán)保問題的不斷關注和開關電源在電氣電子各個領域中的優(yōu)良

3、表現(xiàn), 社會對其的需求量在不斷的加大, 開關電源也因為其高效率、小體積、輕重量等多方面的優(yōu)勢在很多領域逐步取代了傳統(tǒng)的連續(xù)工作的線性電源，但同時人們對這種電源的效率、體積、重量、功率因素及可靠性等方面提出了更高的要求。開關變換器的高頻化、集成化、小型化、低噪聲化、高可靠性化發(fā)展也是當今社會的不斷追求和努力的方向，目前，開關技術的研究熱點主要有新型高頻高功率半導體器件開發(fā)，外圍新器件的開發(fā)，同步整流技術優(yōu)化，電磁兼容優(yōu)化，高性能數(shù)字控制，

4、拓撲結構和參數(shù)的最優(yōu)化，低電壓，大電流電源的開發(fā)等方面。隨著研究的不斷深入和電力電子技術的迅速發(fā)展，開關電源的工作頻率，效率將不斷提高，體積將不斷減小，性能將更加穩(wěn)定，品種也將越來越多。</p><p>　　近年來開關電源的高頻變換器出現(xiàn)了推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激等多種形式，新型的軟開關控制技術也有零電壓和零電流兩種。本文介紹了一款基于UC3825的小功率移相全橋零電壓軟開關控制方式的開關穩(wěn)壓電源，采

5、用市電供電，帶隔離變壓器，給出了DC-DC變換器、PWM控制及驅動電路的詳細設計方法及設計思路,并使用ORCAD/Pspice軟件對開關電源主電路系統(tǒng)性能進行了仿真，根據(jù)仿真結果顯示,該開關穩(wěn)壓電源效率高，輸出電壓穩(wěn)定，電路設計較完善，性能穩(wěn)定。 </p><p>　　關鍵詞：開關電源；移相全橋；軟開關技術</p><p><b>　　Abstract</b><

6、/p><p>　　With the global keeping attention on the problem of environmental protection and the switching power supply has good performance in all fields of electrical and electronic, the demands of switching pow

7、er supply keep increasing.Because of its high efficiency, small size, light weight, and many other advantages, the switching power supply gradually replace the traditional linear power in many fields. But people need hig

8、her requirement for the efficiency, volume, weight, power factor and reliabilit</p><p>　　In recent years, there are push-pull, full bridge, half bridge, single-ended forward and single-ended flyback and othe

9、r forms of switching power supply frequency converter, the new soft-switching control technology has zero voltage and zero current. The thesis describes a switching power supply with low power phase-shift full-bridge zer

10、o-voltage soft-switching control based on UC3825,with electricity supply of 220V and isolation transformers, DC-DC converter, PWM control and drive circuit of the</p><p>　　Key words: switching power supply;

11、phase-shift full-bridge; Soft-switching technology</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　前言1</b></p><p><b>　　第1章 緒 論2</b></p><p>　　1.1 本文

12、的設計任務2</p><p>　　1.2 本文的設計方案2</p><p>　　第2章 軟開關技術5</p><p>　　2.1軟開關的定義5</p><p>　　2.2軟開關的分類5</p><p>　　2.3全橋移相控制方式5</p><p>　　第3章 PWM控制芯片UC38

13、257</p><p>　　3.1 UC3825簡介7</p><p>　　3.2 UC3825的基本特性7</p><p>　　3.3 UC3825的工作原理8</p><p>　　第4章 主電路的選型與設計11</p><p>　　4.1 開關電源主電路的結構設計11</p><p&

14、gt;　　4.2 主電路主要參數(shù)的計算11</p><p>　　4.3 高頻變壓器的計算與設計13</p><p>　　4.4 隔離變壓器與整流電路的計算與設計15</p><p>　　4.5 輸入濾波電路的計算與設計16</p><p>　　4.6 輸出濾波電路的計算與設計17</p><p>　　4.7主

15、開關元件計算與選型17</p><p>　　4.8吸收電路的設計18</p><p>　　第5章 控制電路的設計與計算20</p><p>　　5.1控制電路的設計20</p><p>　　5.2鋸齒波電路的參數(shù)計算20</p><p>　　5.3電壓反饋比較電路的參數(shù)計算21</p><

16、;p>　　5.4過流保護電路的設計22</p><p>　　5.5 控制輸出電路的設計23</p><p>　　5.6 軟啟動電路的設計24</p><p>　　5.7 軟開關電路的設計24</p><p>　　5.8 控制電路電源的設計24</p><p>　　5.9 系統(tǒng)原理圖25</p&g

17、t;<p>　　第6章 基于ORCAD的開關電源仿真25</p><p><b>　　結論28</b></p><p>　　致謝錯誤!未定義書簽。</p><p><b>　　參考文獻29</b></p><p><b>　　前 言</b></p&

18、gt;<p>　　能源問題在全球越來越受到重視，人們對電子產(chǎn)品的能耗問題也變得愈來愈關注，怎樣提高供電效率，降低功耗成為一個需要迫切解決的問題。而傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源電路存在著效率低、體積大、消耗銅鐵量大，工作溫度高及調整范圍小等缺點。于是為了提高效率，人們研制出了開關式穩(wěn)壓電源。</p><p>　　開關式穩(wěn)壓電源簡稱開關電源（Switching Mode Power Supply，SMPS），在這

19、種電源中，起調整穩(wěn)壓控制功能的器件始終工作在開關狀態(tài)。開關電源技術屬于電力電子技術，它運用功率變換器進行電能變換。隨電力電子技術在半個多世紀的發(fā)展過程中，開關電源因具有體積小、重量輕、發(fā)熱量低、效率高、紋波小、噪音低等優(yōu)良特性廣泛應用在諸如計算機、電視機、攝像機、游戲機等電子設備上。</p><p>　　20世紀50年代，美國宇航局為搭載火箭開發(fā)了重量輕、小型化開關電源。1955年美國人羅耶發(fā)明了自激震蕩晶體管單

20、變壓器的推挽DC-DC變換器，開始了開關電源的實際應用研究。1957年查賽發(fā)明了自激推挽雙變壓器變換器。1964年美國人正式提出沒有工頻變壓器的開關穩(wěn)壓電源的思路，并在1969年成功研制了25KHz的開關變換器電源。</p><p>　　20世紀70年代開始，開關電源因體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代傳統(tǒng)的連續(xù)工作電源，并廣泛應用于電子整機與設備中。但就在這個時期研究人員同時也認識到了開

21、關電源中硬開關的不足，開始了對軟開關技術進行研究。全諧振變換器技術就是在70年代最先出現(xiàn)的工作模式。接著在20世紀80年代中期出現(xiàn)了準諧振和多諧振變換器技術，末期又發(fā)明了零開關變換器技術。20世紀90年代初出現(xiàn)零轉換技術。到了21世紀，人們開始關注綠色環(huán)保問題?？紤]到開關電源的節(jié)能和低污染，功率因數(shù)校正（PFC）技術產(chǎn)生了，并得到了很廣泛應用，從此使開關電源進入了一個新的階段。</p><p>　　隨著軟開關技術

22、、高頻開關器件技術的出現(xiàn)，開關電源技術正向高效率、高頻率、輕便化的方向上迅速發(fā)展。世界各國都在大力研制開發(fā)新型開關電源，因這是節(jié)約能源的重大舉措。目前，開關電源已成為當今電力和電子產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。國內外對開關電源技術在不同領域都有了很多新的研究熱點。</p><p><b>　　第1章 緒 論</b></p><p>　　1.1 本文的設計任務&l

23、t;/p><p>　　本設計做的是一個小功率帶變壓器隔離的全橋式開關電源，供電電源采用市電。設計的主要內容是開關電源的主電路和控制電路，和其他的一些輔助電路。并利用Pspice軟件對開關電源的主電路進行仿真。開關電源需要滿足下列指標要求：</p><p>　?。?）輸出電壓Uo可調范圍：20V～50V；</p><p>　?。?）最大輸出電流IOmax：4A；</

24、p><p>　?。?）Io從0變到4A時，負載調整率SI≤5%（U2=40V）；</p><p>　?。?）輸出噪聲紋波電壓峰-峰值UOPP≤1V（U2=36V,Uo=40V,Io=4A）；</p><p>　?。?）DC-DC變換器的效率 ≥70%（U2=36V,Uo=40V,Io=4A）；</p><p>　　（6）具有過流保護功能，動作電流

25、IO（th）=4.5±0.2A</p><p>　　要求設計出電路圖，包括主電路、控制電路以及選用相應的元器件（包括參數(shù)設計，最后利用Pspice軟件仿真驗證指標）。</p><p>　　1.2 本文的設計方案</p><p>　　開關電源一般是由變壓器，整流濾波電路，DC-DC變換器，控制電路，保護電路等電路構成。本設計的核心部分，進行功率變換的DC-D

26、C變換器，采用全橋式變換電路，此外還有軟啟動、過流保護、噪聲濾波等電路。通過資料的查閱，設計出了元器件參數(shù)，然后選擇合適的器件，設計出完整的電氣原理總圖，如圖1.1所示。</p><p>　　1.全橋式DC-DC變換器。全橋式DC-DC變換器的電路結構如圖1.2所示，電路中有四個開關管Q1，Q2，Q3和Q4，其中，Q1和Q4同時導通，Q2和Q3同時導通，并且兩組開關管輪流導通半個周期。這樣在高頻變壓器的副邊繞組兩

27、端分別形成相位相反的交流電壓，Q1，Q4導通時，二極管D5處于導通狀態(tài)，Q2，Q3導通時，二極管D6處于導通狀態(tài)，在負載端形成矩形電壓脈沖，因此通過調整Q1和Q4，Q2和Q3兩組開關管的的導通時間就可以調整輸出電壓的占空比，從而調整輸出電壓的平均值，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。</p><p>　　2.隔離變壓器和整流濾波電路。本文設計的開關電源變壓整流電路如圖1.3所示，先把220V的市電通過隔離變壓器轉變成36V

28、的交流電，對電網(wǎng)中的雜波、瞬間過電壓進行過濾吸收。再通過橋式電路，將36V交流電轉變成波動的直流電，然后經(jīng)電感電容進行濾波，從而得到平穩(wěn)的直流電壓，為DC-DC變換器供電。</p><p>　　3.PWM控制電路。本文設計的控制電路</p><p>　　是由兩片UC3825為核心組成的脈寬控制電路，如圖1.4所示，控制芯片通過內部震蕩電路、電壓比較電路等其</p><p

29、>　　他相關電路，能夠使其輸出端輸出控制電壓，每塊芯片電路輸出兩路，然后通過變壓器隔離驅動功率管交替開通和關斷，產(chǎn)生高頻的開關電壓，進而驅動高頻變壓器進行電壓的變換。此電路還設計反饋電路，將輸出電壓的大小變化反饋到UC3825中，使芯片通過檢測輸出電壓的變化調整脈寬的占空比，從而能夠精確地調整輸出電壓值，達到穩(wěn)壓的效果。</p><p>　　4.阻容吸收裝置。因為此開關電源中的電源采用220V的市電，而市電

30、電網(wǎng)中很容易會產(chǎn)生瞬時過電壓，這種過電壓如果通過隔離變壓器耦合到開關電源中，會對開關電源中的器件產(chǎn)生影響，嚴重時會燒毀器件，所以在變壓器的輸入端要設置阻容吸收裝置。同時，基于電路中電感的存在，四個功率管開關的時候，會在器件的兩端形成很高的過電壓，這樣的過電壓也很可能會超過器件的耐壓而使器件被擊穿，造成不可挽回的后果，所以，在四個功率管的兩端也應設置阻容吸收裝置。此外在輸出端上的整流二極管，同樣因為電感的存在而產(chǎn)生過壓，也需要在整流二極管

31、兩端設置阻容吸收裝置。</p><p>　　5.輸出濾波電路。輸出濾波是將高頻變壓器產(chǎn)生的矩形波電壓通過電感電容濾波，得到平穩(wěn)的輸出電壓供給負載。本設計使用倒L型濾波電路，通過計算選型能夠得到十分穩(wěn)定的輸出電壓。</p><p>　　6.過流保護裝置。根據(jù)設計任務的要求，該開關電源需要具備過流保護功能，動作電流IO（th）=4.5±0.2A。本設計中，為了實現(xiàn)過流保護功能，在輸出

32、電路中串聯(lián)一個小電阻，通過小電阻檢測輸出電路的電流，進而反饋給PWM控制芯片，當輸出電流超過設定值，控制芯片即封鎖輸出脈沖，從而實現(xiàn)過流保護的作用。</p><p>　　7．開關電路的優(yōu)化，軟啟動和軟開關電路。以上部分組成的開關電路，能形成最基本的開關功能，其輸出電壓就能夠十分穩(wěn)定。但是，在實際應用中還有很多不足，最主要的是開關損耗，而且頻率越高損耗越大。另外，在整個電源通電的一瞬間，由于電路中的電容以及受控制電

33、路的影響，電路中會產(chǎn)生很大的沖擊電流，此沖擊電流會對器件造成很大的影響，所以我們采用軟啟動電路和零電壓軟開關電路來抑制電路上電時的沖擊電流。</p><p><b>　　第2章 軟開關技術</b></p><p><b>　　2.1軟開關的定義</b></p><p>　　因為功率開關管的開通和關斷過程在實際中不是瞬間的，

34、是需要一定時間的，所以功率管在開通和關斷的時候電壓和電流都不為零，會產(chǎn)生損耗，此損耗稱為開關損耗，并且其損耗會隨頻率增高而增大，制約了開關電源的高頻率化?！败涢_關”就是能使開關功率管在其兩端的電壓為零時導通，或是使流過開關功率管的電流為零時關斷的控制方法，是與“硬開關”相對而言的。這種方法大大的減少了傳統(tǒng)的硬開關的開關損耗，從而提高了功率變換器的傳輸效率。最理想軟開關的開關損耗可以為零。</p><p><

35、b>　　2.2軟開關的分類</b></p><p>　　軟開關分為軟開通和軟關斷，軟開通又有零電壓開通和零電流開通，當然軟關斷也有零電壓關斷及零電流關斷。</p><p>　　1.零電壓關斷是開關功率管在其兩端的電壓是為零時實行關斷。其器件中的電流直到下降到斷態(tài)值后，兩端的電壓才會經(jīng)通態(tài)值下降到斷態(tài)值，從而使開關器件截止。</p><p>　　2.

36、零電流關斷是開關功率管中的電流從通態(tài)值下降到零后，其端電壓才從通態(tài)值上升到斷態(tài)值，從而使開關器件截止。</p><p>　　3.零電壓開通是開關功率管在其兩端的電壓為零實行開通時。其器件中的電流由斷態(tài)值上升到通態(tài)值，進而開關器件開通。</p><p>　　4.零電流開通是開關功率管在其電流為零實行開通。其端電壓經(jīng)斷開值下降到開通值后，其中的電流才會由斷開值上升到開通值，使開關器件導通。&l

37、t;/p><p>　　2.3全橋移相控制方式</p><p>　　近年來，在全橋變換器中使用最多的一種軟開關控制方式是結合了諧振變換技術和PWM技術的移相控制方式。主要有超前橋臂和滯后橋臂均實現(xiàn)零電壓開關的零電壓開關方式，超前橋臂和滯后橋臂均實現(xiàn)零電流開關零電流開關方式，超前橋臂實現(xiàn)零電壓開關, 滯后橋臂實現(xiàn)零電流開關的零電壓零電流開關方式的3 種方式。</p><p>

38、;　　本設計采用移相全橋零電壓軟開關，此電路簡單，只是在一般的全橋電路上增加了一個諧振電感，電路的主要結構如圖2.1所示。</p><p>　　這種電路控制方式的特點為在一個開關周期TS內，每一個開關功率管導通的時間都略小于TS/2，而關斷的時間都要略大于TS/2。即使是同一個半橋中上下兩個開關管也要不同時處于通態(tài)，這使得每一個開關功率管由關斷到另一個開關功率管的開通都必須要留有一定的死區(qū)時間。對于互為對角的兩對

39、開關管S1-S4和S2-S3，開關管S1的波形要比S4超前0～TS/2時間，開關管S2的波形比S3超前0～TS/2時間，所以稱S1和S2為超前的橋臂，而稱S3和S4為滯后的橋臂。</p><p>　　移相全橋零電壓控制方式的諧振元為開關管的并聯(lián)電容（C1、C2 、C3、C4）和串聯(lián)電感（Lr）。四個開關管依次在零電壓下導通是通過電感儲存的能量對開關管的兩端并聯(lián)的輸出電容充放電來實現(xiàn)的。其工作過程如圖2.2所示。&

40、lt;/p><p>　　t0～t1時段：S1與S4都導通，直到t1時刻S1關斷。</p><p>　　t1～t2時段：t1時刻S1關斷后，C1、C2與Lr構成諧振回路，諧振開始時uA(t1)=Ui（圖2.1中A點的電壓），在諧振過程中，uA不斷下降，直到uA=0，開關管寄生的反向二極管VDS2導通，iLr通過VDS2續(xù)流。</p><p>　　t2～t3時段：t2時刻S

41、2開通，由于VDS2導通，因此S2開通時電壓為零，開通過程中不會產(chǎn)生開關損耗，S2開通后，電路狀態(tài)也不會改</p><p>　　變，繼續(xù)保持到t3時刻S4關斷。</p><p>　　t3～t4時段：t4時刻開關S4關斷后，C3、C4與Lr構成諧振回路，諧振過程中iLr不斷減小，B點（如圖2.1）電壓不斷上升，直到開關管寄生的反向二極管VDS3導通；這種狀態(tài)維持到t4時刻S3開通，S3開通時

42、VDS3導通，因此S3是在零電壓的條件下開通，開通損耗為零。 </p><p>　　t4～t5時段：S3開通后，iLr繼續(xù)減小，下降到零后反向，再不斷增大，直到t5時刻iLr=IL/kT，iVD1下降到零而關斷，電流IL全部轉移到變壓器副邊的整流二極管VD2（如圖2.1）中。 </p><p>　　t0～t5時段正好是開關周期的一半，而在另一半開關周期t5～t0時段中，電路的工作的過程與

43、t0～t5時段完全對稱。</p><p>　　從以上分析，可以得到以下結論：全橋逆變電路其開關器件能在零電壓的情況開通，是通過諧振電容（與開關管并聯(lián)的電容）和諧振電感（串聯(lián)電感）的諧振作用，當諧振電容電壓過零是，開關管內部寄生的二極管開通，將漏源兩端的電壓鉗制為零伏，此時將開關管開通，變?yōu)榱汶妷洪_通。使開關管的損耗在理論上幾乎為零。</p><p>　　第3章 PWM控制芯片UC3825

44、</p><p>　　3.1 UC3825簡介</p><p>　　UC3825是一款針對開關電源的高頻率高效率PWM控制芯片，它使用電壓控制模式，其最高工作頻率可達1MHz，帶有基準電壓輸出、軟啟動和過流保護模塊。其脈寬比較器的輸入端可以用負載輸出的電壓信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。使用UC3825的開關電源的電壓調整率、負載

45、調整率和瞬態(tài)響應特性都較高。因此UC3825是比較理想的PWM控制芯片。</p><p>　　3.2 UC3825的基本特性</p><p>　　UC3825的封裝形式與引腳圖如圖3.1所示，下面介紹各引腳的功能：</p><p>　?。?）引腳1（INV）：閉環(huán)系統(tǒng)中接反饋信號，為誤差放大器反相輸入端，用于形成電壓比較電路。</p><p>

46、;　?。?）引腳2 (NV)：此腳為與INV端行比較的誤差放大器同相輸入端。通常是設置的基準電壓。</p><p>　　（3）引腳（3E/A Out）：與INV端構成比例積分反饋電路的誤差放大器的輸出端。</p><p>　?。?）引腳4（Clock）：兩片PWM芯片鏈接運行時，提供給芯片同步時鐘信號的時鐘輸出端。輸出與震蕩頻率一致的時鐘信號。</p><p>　　

47、（5）引腳5和引腳6 (CT和RT)：這兩腳設置芯片的工作時鐘，通過接不同的電容和電阻，形成不同的鋸齒波信號。</p><p>　　（6）引腳7（Ramp）：此腳為斜坡補償端。</p><p>　?。?）引腳8 (Soft Start)：此引腳接一個電容，在整個電路上電時可以抑制電路的沖擊電流，為軟啟動端，有保護功率元件的作用。</p><p>　?。?）引腳9 (

48、ILIM/SD)：此引腳具有過流保護的功能，只要將輸出電流反饋至此端，當電源輸出短路情況或者輸出電流過大出時，即一旦超過內部設定值，芯片可以迅速封鎖輸出，讓整個電路處于關閉狀態(tài)。</p><p>　　（9）引腳10，引腳13和引腳15（Gnd，Pwr Gnd和Vcc）：這些腳分別接信號地，功率地，和電源電壓。</p><p>　?。?0）引腳11和引腳14（Out A和Out B）：這兩腳

49、輸出互補的高低驅動脈沖信號。</p><p>　?。?1）引腳13和引腳16 (Vc和Vref)：引腳13是為了能夠獲得足夠的驅動能力或者配合不同的驅動電壓等級設置的驅動電路的電壓輸入端，設計者可以隨意調整。引腳16為穩(wěn)定的5.1V基準電壓輸出端。</p><p>　　UC3825具有的特點：</p><p>　　（1）既能作為電壓型控制器，也可作為電流型PWM集成

50、控制器。</p><p>　　（2）實際工作開關頻率高達1MHz。</p><p>　　（3）傳輸延遲時間為50ns。</p><p>　?。?）雙推挽大電流輸出，峰值可達1.5A。</p><p>　?。?）內部有寬頻帶誤差放大器。</p><p>　?。?）雙脈沖抑制和完全鎖存的邏輯電路。</p>&

51、lt;p>　?。?）電流脈沖的逐個限制。</p><p>　　（8）最大占空比的設置和上電軟啟動。</p><p>　　（9）精度高達±1%的參考電壓。</p><p>　　（10）1.1mA的低啟動電流和欠電壓時的鎖定。</p><p>　　3.3 UC3825的工作原理</p><p>　　UC38

52、25的內部電路包含多個功能的子模塊，有鋸齒波和時鐘產(chǎn)生，誤差放大與比較，電源和內部故障檢測，軟啟動，過流保護和輸出邏輯控制驅動等模塊，框圖如圖3.2所示。</p><p>　　1.鋸齒波和時鐘產(chǎn)生模塊。此模塊的邏輯電路如圖3.3所示。引腳5接芯片內部3V的穩(wěn)定電壓，引腳6接芯片內部的一個恒流源。如果引腳5和對地端接上一個電阻，電阻上就會流過電流Ir，芯片內部經(jīng)過檢測引腳5上的電流而產(chǎn)生一個與之一樣的恒定充電電流I

53、c=Ir。如果在引腳6和對地端接一個電容，這個充電電流Ic就對電容C進行恒流充電，CT端電壓就會呈線性的斜坡增加（如圖所示），在剛開始的時候，引腳6端電壓較低，與之連接的電壓比較器輸出為低電平，圖中的兩個三極管截止。可是當引腳6端的電壓大于遲滯比較器的預定值時，電壓比較器的輸出跳變?yōu)楦唠娖?，使兩個三極管迅速開通，與引腳6連接的三極管使電容C中的電荷迅速釋放，與引腳4連接的三極管開通，Clock端就輸出高電平。當外接電容的電壓降至使遲滯比

54、較器的輸出為低電平后，兩個三極管截止。然后外接電容重新進行恒流充電，電路進入下一個工作周期，線性度良好的鋸齒波信號就是在這樣過程中不斷產(chǎn)生的。</p><p>　　2.誤差放大與比較模塊，此模塊構成如圖3.2所示，由引腳1,2,3連接成的一個反相誤差放大器和一個電壓比較器組成。電壓比較器通過誤差放大器將電路輸出的電壓信號轉換后與引腳7接入鋸齒波電壓相比較，隨之輸出高低電平。由此可得：比較器輸出的高低電平時間是由誤

55、差放大器的輸出電壓與鋸齒波電壓相比較決定的。若誤差放大電壓越小，比較器輸出的高電平時間越長，反之越短。由此就形成了工作波形如圖3.4所示的基本PWM控制功能。</p><p>　　3.電源欠壓保護和內部故障檢測模塊。如圖3.2下方所示，兩個電壓比較器組成了此模塊的功能。電源欠壓保護通過輸入電源電壓與一個9V的穩(wěn)定電壓進行比較實現(xiàn)，內部故障檢測通過由穩(wěn)壓器得到的基準電壓與一個4V電壓進行比較實現(xiàn)。只有當電源電壓和基

56、準電壓都正常穩(wěn)定時，后方電路才正常工作，從而使芯片正常工作。如果有一個電壓不穩(wěn)定，后方電路就會使輸出驅動電路停止工作，從而達到保護主電路的目的。</p><p>　　4.軟啟動模塊。因為整個電路剛上電的瞬間，電路輸出電壓值很小，反饋給給誤差放大電壓值比較大，誤差放大的電壓接近飽和，進而使輸出端的占空比接近最大，使驅動電路輸出電壓極高，形成很大的沖擊電流，很有可能會損壞開關器件。軟啟動模塊是就是在引腳8外接一個充電

57、電容，使該腳上的電壓不能突變?yōu)?V。在電路剛上電時封鎖了誤差放大器的電源地，使誤差放大器在這一瞬間喪失作用。然后芯片內部的恒流源持續(xù)對引腳外接的電容進行充電，使“inhibit”三極管基極電壓逐漸升高，使之逐漸導通，進而使誤差放大器逐漸獲得電源進入工作，輸出電壓也隨著逐漸升高。經(jīng)過一定時間的充電，三極管完全導通，此時電路輸出電壓已經(jīng)升高到一定程度，誤差放大器進入正常工作狀態(tài)。</p><p>　　5.過流保護模塊

58、。此芯片引腳9與內部的一個電壓比較器相連，可以將外部電路輸出采樣到的電流信號通過電阻變成電壓信號，然后通過引腳9與一個1V電壓進行比較，只要比較電壓大于1V，電壓比較器就輸出高電平，進而封鎖驅動輸出電壓，實現(xiàn)限流。如果之后輸出電流還在不斷增加，反饋的電壓信號增大至1.4V時，則另一個電壓比較器就會跳為高電平從而進一步封鎖驅動電路的脈沖，實現(xiàn)二次保護。</p><p>　　6. 輸出邏輯控制驅動模塊。邏輯控制電路由

59、一個電壓比較器，若干個或非門，SR鎖存器和T觸發(fā)器組成。首先，誤差放大器輸出的誤差電壓（Ue）與引腳7的鋸齒波電壓比較，形成脈沖寬度與比較電壓的大小成比例的方波電壓（圖3.4中Ua波形），此方波信號通過SR鎖存器和一個或門，將信號傳遞入T觸發(fā)器中。根據(jù)Ua波形的脈沖頻率，T觸發(fā)器的輸出波形如圖中Q和Q非所示，這兩個脈沖電壓能控制兩個輸出端的或非門，使他們相繼開通，并且兩個輸出在同一個時刻不能同時導通。這種相繼導通的驅動方式，正是全橋式D

60、C-DC變換器所需要的驅動方式，這樣，通過芯片內部各個模塊，該芯片能夠通過檢測電路輸出電壓的大小調整驅動電路脈沖的占空比，從而調整電路輸出的電壓平均值，達到穩(wěn)壓的作用。</p><p>　　第4章 主電路的選型與設計</p><p>　　4.1 開關電源主電路的結構設計</p><p>　　本設計按照要求的目標完成一個交流輸入采用市電，帶隔離變壓器的全橋式開關電源，

61、要求其輸出電壓調整范圍為20V～50V，最大輸出電流4A，開關電源的效率>70%?，F(xiàn)擬采用圖4.1所示的電路圖，它由變壓整流，輸入濾波，全橋式DC-DC變換器和輸出濾波電路組成，現(xiàn)分析其具體工作原理。</p><p>　　整個電路由交流220V的市電供電，通過一個熔斷器FU和電阻R11電容C33輸入隔離變壓器T1。熔斷器FU的主要起短路保護的作用，電阻R11和電容C33共同組成了輸入變壓器的阻容吸收裝置，能

62、夠吸收電網(wǎng)的瞬間過電壓，保護變壓器。隔離變壓器將220V電壓轉換成36V交流電，經(jīng)過D1～D4組成的橋式整流電路，形成脈動的直流電壓。圖中的電感L1和電容C1共同組成了倒L型濾波電路，主要對脈動的直流電起濾波作用，這樣就得到了平穩(wěn)的直流電壓供給DC-DC變換器。四個開關管Q1，Q2，Q3，Q4和高頻變壓器共同組成了全橋式DC-DC變換器，通過Q1、Q3和Q2、Q4兩組開關管的輪流導通，在變壓器副邊繞組兩端分別形成相位相反的交流電壓，經(jīng)過

63、二極管D3和D4整流，然后經(jīng)一個倒L型濾波電路，得到穩(wěn)定的輸出電壓。</p><p>　　在電路工作時，四個開關管工作在高速開關狀態(tài)，因為電路中電感以及高頻變壓器漏感的存在，在開關管關斷瞬間會產(chǎn)生很高的沖擊電壓，所以在每個開關管邊并聯(lián)一個阻容吸收裝置，用于吸收過電壓。</p><p>　　4.2 主電路主要參數(shù)的計算</p><p>　　1.高頻變壓器次級輸出電壓。

64、本設計要求輸出電壓Uo為20V到50V可調，最大輸出電流Io為4A，同時，為了不使兩組開關管Q1，Q2或Q3，Q4同時導通而發(fā)生短路的情況發(fā)生，必須設置一定的死區(qū)時間，即設置一組開關管的最大占空比，這里定。所以，高頻變壓器的次級輸出電壓應能夠在最大輸出占空比的情況下能夠保證=50V，并且不能忽略二極管的壓降，即：</p><p><b>　　（4-1）</b></p><

65、p>　　式中為整流二極管D3和D4的壓降，取1V。</p><p>　　2.高頻變壓器初級輸入電壓。隔離變壓器次級輸出的交流36V電壓經(jīng)橋式整流和倒L型濾波，得到穩(wěn)定的直流電壓，考慮10%的線路損耗，這樣就可以得到高頻變壓器初級輸入電壓，即：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p><b>　?。?-3）

66、</b></p><p>　　式中：為MOSFET的導通壓降，通常取為2V。</p><p>　　由此可得高頻變壓器的匝數(shù)比： </p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　3.輸入功率和輸出功率。根據(jù)電路

67、的最大輸出電流和最大輸出電壓，可以得出電路的最大輸出功率，即：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　電源電路的輸入功率等于開關電路的輸出功率加上電路的損耗及控制電路所消耗的功率，可近似的當做線路的總體損耗來計算，考慮10%的電路損耗，得:</p><p><b>　　（4-6）</b><

68、;/p><p><b>　　其中：，。</b></p><p>　　4.開關電路的工作頻率?；谌说穆犃Ψ秶鸀?0Hz到20KHz，開關電路工作頻率應大于20KHz。因為開關電路工作時，頻率如果低于20KHz的話，高頻的噪聲就會被人體感覺到，造成不良的影響。再者，開關頻率的提高能夠減小濾波電感電容的大小，以及高頻變壓器的體積，從而使高頻率的開關電源能夠做的很小。</

69、p><p>　　通過圖3.4的芯片工作電壓波形可以發(fā)現(xiàn)，芯片震蕩頻率為芯片實際輸出的驅動電壓波形頻率的兩倍。所以在設置芯片的工作頻率就就要使其為大于40KHz，因為電路在有一個周期驅動是不工作的。從芯片資料可知UC3825是實際工作頻率可以達到1MHz的高頻率的PWM控制芯片，能完全滿足設計的要求?；陬l率越高，開關損耗越大的考慮，這里初定芯片工作頻率為80KHz。由圖3.3的鋸齒波形成電路可以得出，充電電容的放電可

70、以近似看成是恒流放電，從芯片資料中查得其放電電流為10mA，這樣就可以算出充電電阻及電容的值：</p><p><b>　　（4-7）</b></p><p>　　由于沒有的電阻供選擇，取，</p><p><b>　?。?-8）</b></p><p>　　由于沒有10.4nF的電容器供選擇，取的

71、容量為10nF，則電路的實際工作頻率為：</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　可得開關管的工作頻率為 ，滿足設計要求。</p><p>　　4.3 高頻變壓器的計算與設計</p><p>　　開關電源的核心部分，承擔了主要功率變換的作用是高頻變壓

72、器，全橋式DC-DC變換器實際上就是一個中心帶抽頭的高頻變壓器。因為開關電源的工作頻率遠遠大于工頻，本設計中已經(jīng)達到了83KHz，它的工作狀態(tài)不同于普通的工頻變壓器。其磁性的材料，繞組都需要重新計算和設計。</p><p>　　1.變壓器磁芯的選擇。因為變壓器在高頻開關狀態(tài)下工作，為了變壓器磁芯能在這種高頻率的工作電壓下能快速恢復，就要求其具有很好的去磁能力，還有工作的磁滯回線包圍的面積要盡量小。于是，本設計選用

73、TDK公司生產(chǎn)的PC40型鐵氧，它是低磁導率的鐵氧體磁芯，具有優(yōu)良磁導性能，可以適應高工作頻率、寬范圍工作電壓、大功率輸出，而且具有適用范圍廣、熱穩(wěn)定性能高等特點。輸出功率很大程度上決定了磁性的大小型號，電路的輸出功率越大，磁芯的體積也就越大，本設計要求的輸出功率Po=200W，所以需要計算磁性的最大輸出功率來確定磁芯的大小型號。</p><p>　　表4.1為EI型鐵氧體磁芯的主要參數(shù)，其中：Ae為磁芯的有效截

74、面積，AL為磁芯無氣隙時的等效電感，Le為磁路長度。圖4.2為EI型鐵氧體磁芯的外形尺寸，接下來計算各種型號磁芯的輸出功率，通過查資料得工程上，可以根據(jù)式（4-10）進行近似計算。</p><p><b>　?。?-10） </b></p><p>　　式中：m為系數(shù)，對于推挽式電路取3.2；f為變壓器開關的頻率，單位Hz；Ae為磁芯有效面積，單位CM2；AW為磁芯的

75、窗口面積，單位CM2。</p><p>　　選擇EI50型磁芯進行計算，由表中查得：</p><p><b>　　，</b></p><p>　　由式（4-10）算得：</p><p>　　通過以上計算可以得出：本設計選用EI50型鐵氧體磁性就可以滿足電路輸出功率的要求。</p><p>　　2.

76、變壓器初級繞組匝數(shù)。變壓器初級繞組的匝數(shù)與最大工作磁通密度（高斯）之間的關系為：</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　式中，S為磁芯的有效截面積（），為開關管的最大導通時間（s），為初級輸入的最小電壓。圖4.3為PC40鐵氧體磁芯的B-H特性曲線，設定變壓器的工作溫度為100℃，此時鐵氧體磁芯的飽和磁通B=0.4T，為使變壓器工作在線

77、性狀態(tài)下，其B-H曲線要呈線性狀態(tài)，一般取。由式（4-11）和式（4-12）求得變壓器初級繞組匝數(shù)N1：</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p>　　3.變壓器次級繞組匝數(shù)。由式（4-4）求得的匝數(shù)比可以得到變壓器的次級繞組匝數(shù)N2：</p><p><b>　?。?-13）</b></p&

78、gt;<p>　　由此可以得出，高頻變壓器的初級繞組繞8匝，兩個次級繞組各繞19匝，就能夠滿足設計要求。</p><p>　　4.繞組導線規(guī)格。確定了變壓器的初級和次級繞組匝數(shù)，接著就要確定繞組導線。一般頻率高于20KHz的變換器，因為集膚效應的存在，導線的交流電阻變大了，并且電流密度在導線截面上分布十分的不均勻，越靠近導線的表面，電流密度越大，電流大都集中在導線的表面，從而導致導線的等效導電面積變

79、小，隨之而來的功率損耗也就增大了，因此減小集膚效應的影響的最佳方法就是采用較細的導線。但是導線如果選擇過細因，變壓器工作發(fā)熱量會增大，溫度也會升高，進而使變壓器的損耗增大。當然導線如果選擇過粗，不僅會浪費材料，而且會更加增強集膚效應。因此根據(jù)變壓器的工作情況來選擇變壓器繞組導線粗細是最佳的。本設計采用多股細導線并繞的方式，這樣不僅可以減小溫升和損耗，也能減小集膚效應。多股導線并繞時的導線直徑可由下式計算得：</p><

80、;p><b>　　(4-14)</b></p><p><b>　　(4-15)</b></p><p><b>　　(4-16)</b></p><p>　　式中：——各繞組導線所需截面積（mm2）</p><p>　　——各繞組導線面積（mm2）</p>

81、<p>　　——n股導線并繞時繞組導線面積（mm2）</p><p>　　——各繞組有效電流（A）</p><p>　　J——電流密度，一般取3-5（A/ mm2）</p><p>　　本設計取繞組有效電流為變壓器輸入峰值電流，電流密度取5A/ mm2，同時采用5股銅線并繞，由式（4-13）（4-14）（4-15）求得：</p><p

82、>　　由求得數(shù)據(jù)可以得出結論，高頻變壓器的繞組繞制時，選擇5根導線直徑為1mm的漆包線并繞，能夠減小變壓器集膚效應的影響，并且能夠滿足變壓器工作時的功率耗散要求，將變壓器溫升控制在一定范圍內。</p><p>　　4.4 隔離變壓器與整流電路的計算與設計</p><p>　　1.隔離變壓器的選擇。根據(jù)式（4-6）計算所得的電源輸入功率，選擇隔離變壓器，并留一定的裕量?？紤]到普通工頻變

83、壓器的功率選擇有限，選擇一個次級輸出電壓為36V，輸出功率為400W的普通工頻變壓器即可。</p><p>　　2.整流二極管的選型。整流二極管的選型依據(jù)主要是二極管的反向耐壓和平均整流電流，因為二極管的工作狀態(tài)是頻繁的在導通與截止間切換的，當在二極管上加反向電壓時，二極管截止，若二極管的反向耐壓不夠，在這個時候就會被擊穿使變壓器次級短路，燒毀變壓器。而二極管的平均整流電流是表征二極管通流能力的數(shù)值，在這個電流值

84、以下工作，二極管的溫升能夠控制在一定范圍內，不至于燒毀二極管。本設計采用橋式整流電路，每組二極管有半個周期處于導通狀態(tài)?？紤]開關電路的最大工作占空比以及高頻變壓器的最大輸入峰值電流，可求得整流二極管的平均整流電流：</p><p><b>　　(4-17)</b></p><p>　　按照平均整流電流的2～3倍選擇二極管的平均整流電流標稱值，即：</p>

85、<p><b>　　(4-18)</b></p><p>　　根據(jù)隔離變壓器的輸出電壓峰值可以確定整流二極管的反向耐壓：</p><p><b>　　(4-19) </b></p><p><b>　　(4-20)</b></p><p>　　根據(jù)以上計算，可以選取

86、反向耐壓大于100V，平均整流電流大于6A的整流二極管。本設計選用P600B型普通整流二極管，其平均整流電流為6A，反向耐壓為100V，滿足設計需要。</p><p>　　3.熔斷器計算與選擇。熔斷器主要起短路保護的作用，隔離變壓器一次側的熔斷器的電流計算公式如下：</p><p><b>　?。?-21）</b></p><p>　　本設計選

87、用26982 FNQ-R-1.3 1.3A/600V，電流為1.3A，耐壓為600V。</p><p>　　4.阻容吸收裝置的設計與計算。市電電壓輸入隔離變壓器前需經(jīng)過R11和C33組成的阻容吸收裝置，以吸收電網(wǎng)中的過電壓，保護變壓器。阻容吸收裝置的計算公式如下：</p><p><b>　?。?-22）</b></p><p><b&g

88、t;　?。?-23）</b></p><p><b>　?。?-24）</b></p><p><b>　　(4-25)</b></p><p>　　由此可得變壓器的阻容吸收裝置的值，本設計使用容量為2.2uF，耐壓為600V的高耐壓鋁電容。電阻值取為300，6W的。</p><p>　

89、　5.高頻變壓器次級整流二極管的選擇。高頻變壓器次級整流二極管的工作情況較前者有一些區(qū)別，主要在于其工作的頻率。普通整流二極管的工作頻率為工頻50Hz，對二極管的反向恢復時間沒有大的要求，而高頻變壓器整流二極管工作頻率為幾十KHz，這樣的工作頻率對二極管的反向恢復時間有一定的要求，要求其為快速回復二極管，平均整流電流和反向耐壓可以按照輸出電流和電壓設定。本設計選用CTL12S型快恢復二極管，其正向平均整流電流為5A，反向峰值電壓為200

90、V，反向恢復時間為0.05us。</p><p>　　4.5 輸入濾波電路的計算與設計</p><p>　　交流電經(jīng)過整流電路整流之后，其方向變成直流了，但是大?。娏鲝姸龋┻€是處在不斷地變化之中。這種脈動直流一般是不能直接使用的。要把脈動直流變成波形平滑的直流，還需要增加濾波。濾波的任務，就是把整流器輸出電壓中的波動成分盡可能地減小，改造成接近恒穩(wěn)的直流電。</p><

91、;p>　　濾波電路用于濾去整流輸出電壓中的紋波，一般由電抗元件組成，如在負載電阻兩端并聯(lián)電容器C，或與負載串聯(lián)電感L，以及由電容、電感組合而成的各種復式濾波電路。常用的結構有電容濾波電路和電容濾波電路。本設計使用電感濾波電路，當通過電感線圈的電流增加時，電感線圈產(chǎn)生自感電勢阻止電流增加，同時將一部分電能轉化成為磁場能量儲存于電感中；當電流減小時，自感電勢阻止電流減小，同時將電感中的磁場能量釋放出來，以補償電流的減小。利用電感儲能作

92、用可以減小輸出電壓和電流的紋波，從而得到比較平滑的直流。</p><p>　　電感濾波的特點是，整流管的導電角較大（電感L的反電勢使整流管導電角增大），無峰值電流，輸出特性比較平坦。其缺點是由于鐵芯的存在，體積大，易產(chǎn)生電磁干擾。一般只使用于低電壓、大電流場合。為了進一步減小負載電壓中的紋波，電感后面再接一個電容而構成倒L型濾波電路，其性能和應用場合與電感濾波電路相似。</p><p>　

93、　濾波電感的大小可由式（4-26）和（4-27）求得：</p><p><b>　　（4-26）</b></p><p><b>　?。?-27）</b></p><p>　　選擇濾波電容的大小沒有特定的規(guī)則，只要容量稍微大一點就可以了，還要考慮電容的耐壓。由以上計算得出，輸入濾波電路的電感值選擇100mH的電感，電容選擇

94、2200uF，耐壓為63V的普通電解電容。</p><p>　　4.6 輸出濾波電路的計算與設計</p><p>　　輸出濾波電感量的計算：</p><p><b>　?。?-28）</b></p><p><b>　　則：</b></p><p><b>　　（4

95、-29）</b></p><p>　　式中取輸出電流的10%～20%，一般工程設計算法中，要求輸出濾波電感電流的最大脈動量△I為最大輸出電流的20%，</p><p><b>　　則：</b></p><p>　　即在輸出滿載電流10%的條件下，輸出濾波電感電流保持連續(xù)。</p><p>　　電容的選擇工程上

96、一般采用公式：</p><p><b>　?。?-30）</b></p><p>　　因此，輸出濾波電路濾波電感取為2300uH，5A的扼流線圈。為了使穩(wěn)壓的效果更好，濾波電容為2200uF，耐壓63V的普通電解電容。</p><p>　　4.7主開關元件計算與選型</p><p>　　場效應管是一種體積小、重量輕、耗電

97、省、壽命長，利用電場效應來控制電流大小的半導體器件，這種器件有輸入阻抗高、噪聲低、熱穩(wěn)定性好、抗輻射能力強和制造工藝簡單等優(yōu)點，因而獲得了廣泛的應用。它可有N溝道、P溝道兩種，也有為增強型和耗盡型，沒有特別指出時，通常稱呼的MOSFET是N溝道增強型的。</p><p>　　與二極管的選型類似，主開關器件的選型，主要是確定開關器件的正向平均電流和正向電壓峰值。根據(jù)全橋式DC-DC變換器的特點，每個開關管的電壓為U

98、i/2，即：</p><p><b>　　（4-31）</b></p><p>　　選用時，一般取額定電壓為正常工作時MOSFET所承受峰值電壓的2～3倍，即：</p><p><b>　?。?-32）</b></p><p>　　確定了MOSFET的峰值電壓，還需要計算開關管工作時的平均工作電流：

99、</p><p><b>　?。?-33）</b></p><p>　　選用時，額定電流為正常工作時MOSFET所承受峰值電壓的2～3倍，即：</p><p><b>　?。?-34）</b></p><p>　　根據(jù)以上的計算數(shù)據(jù)，可選用IRF650型MOSFET為主開關元件，圖4.4為IRF65

100、0的主要參數(shù)，圖4.5為IRF650的外形尺寸。</p><p>　　4.8吸收電路的設計</p><p>　　本設計中高頻變壓器一次側的每個開關管和二次側的整流二極管都并聯(lián)由電阻和電容組成的吸收電路，這樣設計是為了釋放掉積蓄在變壓器漏感上能量，從而減小開關器件和整流二極管上的浪涌電壓。不然，開關器件在截止時產(chǎn)生的瞬間的浪涌電壓，不斷在開關器件的柵極上重迭，很容易將開關器件擊穿，整流二極管

101、上加阻容吸收的原因也如此。在選擇電容和電阻的時，如果在吸收電路中的選擇的電容量大，則紋波電壓就小，然而其損失的功耗也大，所以，需要選用最合適電容C和電阻R。另外，R、C接入時應盡量靠近開關器件和輸出二極管，同時元件間的引線要盡可能的短。通常根工程上可采用經(jīng)驗算法，根據(jù)下表4.2所示，可以確定吸收電路的電阻值為100Ω，電容值為0.1 uF。</p><p>　　下面計算電阻的功率，計算公式如下：</p>

102、;<p><b>　?。?-35）</b></p><p>　　由于一個周期充放電各一次，所以</p><p><b>　?。?-36）</b></p><p><b>　?。?-37）</b></p><p>　　因此，電阻R51，R52，R53，R54為阻值為

103、100Ω,功率選擇1W，電容C6，C7，C11，C12為0.1uF。高頻變壓器二次側整流二極管的電阻功率選擇上參考一側的值，即R41，R42為阻值為100Ω,功率選擇1W，C41，C42為0.1uF。</p><p>　　第5章 控制電路的設計與計算</p><p>　　5.1控制電路的設計</p><p>　　由芯片UC3825及其外圍電路組成開關電源的控制電路，

104、能實現(xiàn)脈沖信號的形成和輸出，輸出電壓的反饋，過流保護和軟啟動的功能。兩片UC3825芯片的引腳14和引腳11分別輸出互補的驅動信號，通過隔離變壓器驅動四個開關管的開通和關斷；鋸齒波形成和輸入電路由引腳5、6、7共同組合完成；過流保護由圍繞引腳9組成的外圍電路實現(xiàn)，其過程為把由主電路反饋回來的的過電流信號通過電阻轉換成電壓信號，然后輸入引腳9，如果主電路中的電流過大時，即一旦超過內部設定值就可以立即觸出發(fā)芯片內部的過電流保護電路，鎖定芯片

105、的輸出，從而實現(xiàn)過電流保護的功能；引腳8為軟啟動端，通過外接C7電容能使電路在啟動瞬間抑制沖擊電流，保護主電路的開關器件；引腳16為基準電壓輸出端，它能夠輸出穩(wěn)定的5.1V電壓，通過分壓電阻R8、R6和電位器Rw，能夠形成適應于電路工作的比較電壓，主電路的輸出電壓通過分壓電阻分壓后的電壓輸入由引腳1、2、3組成的誤差放大器，形成誤差電壓，通過誤差電壓控制引腳14和引腳11的輸出占空比，達到控制輸出電壓的目的；控制電路是由隔離變壓器第二路

106、輸出經(jīng)整流濾波，再由穩(wěn)壓管Dtl形成較穩(wěn)定的15V電壓供電。由UC</p><p>　　5.2鋸齒波電路的參數(shù)計算</p><p>　　在第三章第3.2節(jié)中，我們已經(jīng)討論了芯片的工作頻率以及充電電阻和電容的大小取值，即：</p><p>　　由芯片資料了解到，UC3825內部由鋸齒波電路形成的鋸齒波波峰電壓值為2.8V，波谷時電壓為1.0V。圖5.2所示，由于芯片內

107、部的一個電壓源的作用，實際輸入電壓比較器的鋸齒波波峰電壓值為4.05V,波谷時電壓值為2.25V，鋸齒波峰峰值為1.8V?？梢砸罁?jù)這個數(shù)據(jù)確定誤差放大器的電壓值。</p><p>　　5.3電壓反饋比較電路的參數(shù)計算</p><p>　　1.電壓反饋電路的設計。電壓反饋電路就是將輸出電壓轉化成與控制電路相同電</p><p>　　壓等級的比較電壓，供控制電路參考。本

108、設計將電壓按15倍衰減，即輸出電壓為50V時，反饋電壓為3.33V。則：</p><p><b>　　（5-1）</b></p><p>　　可取R18為550KΩ，R17為39KΩ。</p><p>　　2.基準電壓幅值的確定。基準電壓是為電壓反饋比較電路提供一個穩(wěn)定的基準，使輸出電壓通過誤差比較器與之相比較，兩者若穩(wěn)定相等，則開關電源穩(wěn)定工

109、作；若兩者不相等，就會使誤差比較器的輸出發(fā)生變化，通過芯片內部的控制電路控制輸出電壓，調整輸出電壓。因此，基準電壓的調整范圍，應該與電壓反饋電路的電壓范圍一致。本設計的任務是輸出電壓為20V到50V可調，按照衰減15倍的電壓反饋電路，則基準電壓的調整范圍為1.33V到3.33V，則：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p><b>　

110、　（5-3）</b></p><p>　　由于基準電壓的波動和分壓電阻的阻值不是非常精確，因此使基準電壓的調整范圍稍大一些，以確保電路輸出的調整范圍。又因為為一電位器，其阻值的選擇比較少，確定其為10KΩ的電位器，由式（5-2）和（5-3）可確定，為5KΩ，為5KΩ。則基準電壓的調整范圍為：</p><p><b>　?。?-4）</b></p>

111、;<p><b>　　（5-5）</b></p><p>　　這樣，確保輸出電壓能夠在20V到50V之間調整，滿足本設計的設計任務。</p><p>　　3.誤差比較電路的設計。誤差比較電路是將基準電壓與反饋電壓相比較，將他們的差值反饋到芯片內部，改變內部控制電路的輸出占空比，從而控制輸出電壓。因為比例控制可以提高系統(tǒng)的開環(huán)增益，減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，從而提