寬頻信號發(fā)生器畢業(yè)設計

1、<p>　　寬頻信號發(fā)生器畢業(yè)設計</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　信號發(fā)生器是一種常用的信號源，廣泛地應用于電子電路、自動控制系統(tǒng)和教學實驗等領域。目前使用的信號發(fā)生器大部分是函數(shù)信號發(fā)生器，且特殊波形發(fā)生器的價格昂貴。本設計運用4只三極管構成放大器、調幅放大器、RC振蕩器、FET管構成的振蕩器設計實現(xiàn)了一個頻率、幅值可調的寬

2、頻帶信號發(fā)生器。經過設計和電路測試，輸出波形達到了技術要求，控制靈活、性能較好。</p><p>　　關鍵詞：寬帶放大器；調幅；RC振蕩器；PFT</p><p>　　The broadband signal generator graduation design</p><p><b>　　Abstract</b></p>&l

3、t;p>　　Signal generator is a common source, widely used in electronic circuits, automatic control system and teaching experiment, etc. Current use of signal generator mostly function signal generator, and special wavef

4、orm generator price expensive. This design USES four only triode constitute an amplifier, am amplifiers, RC oscillator, FET tube oscillator design realized constitutes a frequency, amplitude adjustable broad-spectral-ban

5、dwidth signal generator. Through the design and circuit testing, the </p><p>　　Keywords: broadband amplifiers, modulation, RC oscillator, PFT</p><p><b>　　目錄</b></p><p>&

6、lt;b>　　摘要1</b></p><p><b>　　目錄3</b></p><p><b>　　1 緒 論4</b></p><p>　　2 寬頻帶信號發(fā)生器的方案論證與選擇5</p><p>　　2.1方案的提出與論證5</p><p>

7、;　　方案一：51單片機控制DAC0832產生信號5</p><p>　　方案二：采用AD9850的DDS信號發(fā)生器5</p><p>　　方案三：采用FET管分立元件6</p><p>　　3 寬頻信號發(fā)生器元器件及其基本電路簡介7</p><p>　　3.1 半導體三極管簡介7</p><p>　　3

8、.1.1 三極管共發(fā)射極放大電路7</p><p>　　3.1.2 多級放大電路10</p><p>　　3.2 FET場效應管特性14</p><p>　　3.2.1 絕緣柵型場效應管15</p><p>　　3.2.2 FET場效應管主要參數(shù)18</p><p>　　3.2.3 FET實際器件的

9、跨導19</p><p>　　4 寬頻信號發(fā)生器電路設計24</p><p>　　4.1 電源電路24</p><p>　　4.2FET移相式振蕩電路27</p><p>　　4.2.1 正弦波的產生27</p><p>　　4.2.2 方波產生電路29</p><p>　

10、　4.2.3 三角波的產生31</p><p>　　4.2.4 調幅電路原理32</p><p><b>　　心得體會33</b></p><p><b>　　致 謝34</b></p><p><b>　　參考文獻35</b></p><p

11、><b>　　第1章 緒 論</b></p><p>　　隨著電子測量及其他部門對各類信號發(fā)生器的廣泛需求及電子技術的迅速發(fā)展，促使信號發(fā)生器種類增多，性能提高。尤其隨著70年代微處理器的出現(xiàn)，更促使信號發(fā)生器向著自動化、智能化方向發(fā)展?，F(xiàn)在，許多信號發(fā)生器帶有微處理器，因而具備了自校、自檢、自動故障診斷和自動波形形成和修正等功能，可以和控制計算機及其他測量儀器一起方便的構成自動測試

12、系統(tǒng)。當前信號發(fā)生器總的趨勢是向著寬頻率覆蓋、低功耗、高頻率精度、多功能、自動化和智能化方向發(fā)展。</p><p>　　在科學研究、工程教育及生產實踐中，如工業(yè)過程控制、教學實驗、機械振動試驗、動態(tài)分析、材料試驗、生物醫(yī)學等領域，常常需要用到低頻信號發(fā)生器。而在我們日常生活中，以及一些科學研究中，鋸齒波和正弦波、矩形波信號是常用的基本測試信號。譬如在示波器、電視機等儀器中，為了使電子按照一定規(guī)律運動，以利用熒光屏

13、顯示圖像，常用到鋸齒波產生器作為時基電路。信號發(fā)生器作為一種通用的電子儀器，在生產、科研、測控、通訊等領域都得到了廣泛的應用。</p><p>　　寬帶放大器是指工作頻率上限與下限之比遠大于1 的放大電路，這類電路主要用于放大視頻信號、脈沖信號或射頻信號。常用于電視圖像信號放大的視頻放大器是一種典型的基帶型寬帶放大器，所放大的信號的頻率范圍可以從幾赫或幾十赫的低頻直到幾兆赫或幾十兆赫的高頻。這類放大器通常以電阻器

14、為放大器的負載，以電容器作級間耦合。</p><p>　　該設計課題的研究和制作全面說明對寬頻信號發(fā)生系統(tǒng)要有一個全面的解、對寬頻信號的發(fā)生原理要理解掌握，掌握低頻信號發(fā)生器工作流程、進一步鍛煉了我們在信號處理方面的實際工作能力。</p><p>　　第2章 寬頻帶信號發(fā)生器的方案論證與選擇</p><p>　　2.1方案的提出與論證</p><

15、;p>　　方案一：51單片機控制DAC0832產生信號</p><p>　　本次設計的智能函數(shù)信號發(fā)生器是由AT89S52 單片微處理器、數(shù)模轉換DAC0832 、LM324 及其附屬電路構成,在此基礎上還可加上數(shù)碼管顯示(顯示波形頻率等相關信息) 、波形指示及用戶自定義波形等電路和功能。</p><p>　　系統(tǒng)結構示意圖如圖2.1。</p><p><

16、;b>　　圖2.1 系統(tǒng)結構</b></p><p>　　智能函數(shù)信號發(fā)生器波形的產生是通過單片機執(zhí)行相應的程序,再向D/ A 轉換器的輸入端按一定的規(guī)律發(fā)送數(shù)據,從而在D/ A 轉換電路的輸出端得到的相應的電壓波形.由AT89S52 單片微處理器、數(shù)模轉換DAC0832 、LM324 及其附屬電路構成,在此基礎上還可加上數(shù)碼管顯示(顯示波形頻率等相關信息) 、波形指示及用戶自定義波形等電路和功

17、能。在此電路中,為了不占用CPU 的時間,提高輸出信號頻率,按鍵采用外部中斷方式接受外部輸入的控制信息。D/ A 轉換電路主要由D/ A 轉換芯片DAC0832 和兩個運算放大器LM324 組成。</p><p>　　方案二：采用AD9850的DDS信號發(fā)生器</p><p>　　單片機啟動DDS、對LCD進行初始化，預置完畢后向單片機發(fā)出一應答.接著單片機讀取存儲芯片中作為系統(tǒng)緩存器的數(shù)

18、據，送到LCD顯示，把LCD顯示的內容轉換為DDS的頻率數(shù)據，然后送給已經啟動DDS芯片，輸出相應的頻率。然后進入鍵盤掃描程序，判斷鍵盤按下，如有效鍵按下單片機則執(zhí)行送顯示等。然后返回鍵盤掃描程序處于等候狀態(tài)?？傮w框圖如下圖。</p><p><b>　　Fout</b></p><p>　　圖2.2 AD9850控制寬頻總體框圖</p><p&g

19、t;　　方案三：采用FET管分立元件</p><p>　　首先產生正弦波，再由過零比較器產生方波，最后由積分電路產生三角波。正弦波通過RC串并聯(lián)振蕩電路（文氏橋振蕩電路）產生，利用集成運放工作在非線性區(qū)的特點，由最簡單的過零比較器將正弦波轉換為方波，然后將方波經過積分運算變換成三角波。這個是我最終選定的方案。</p><p><b>　　理由有四：</b></p

20、><p>　　這個方案具有電路結構簡單、所用元件少、易于焊接等優(yōu)點。</p><p>　　這個方案是教材上知識點的融合，有利于讓自己更好地熟悉教材。</p><p>　　我熟悉這個電路的原理，調試時會顯得相對容易。</p><p>　　最重要的一點是，這是自己的思路，自己畫的電路圖，想通過課程設計實現(xiàn)自己的成果。</p><p

21、>　　此方案的原理框圖如下：</p><p>　　圖2.3 FET管分立元件寬頻控制框圖</p><p>　　此方案的具體原理及總電路圖將在后面給出。</p><p>　　第3章 寬頻信號發(fā)生器元器件及其基本電路簡介</p><p>　　3.1 半導體三極管簡介</p><p>　　晶體三極管，是最常用的基本

22、元器件之一，晶體三極管的作用主要是電流放大，他是電子電路的核心元件，現(xiàn)在的大規(guī)模集成電路的基本組成部分也就是晶體三極管。 </p><p>　　三極管基本機構是在一塊半導體基片上制作兩個相距很近的PN結，兩個PN結把正塊半導體分成三部分，中間部分是基區(qū)，兩側部分是發(fā)射區(qū)和集電區(qū)，排列方式有PNP和NPN兩種， 從三個區(qū)引出相應的電極，分別為基極b發(fā)射極e和集電極c。發(fā)射區(qū)和基區(qū)之間的PN結叫發(fā)射結，集電區(qū)和基區(qū)之

23、間的PN結叫集電極?；鶇^(qū)很薄，而發(fā)射區(qū)較厚，雜質濃度大，PNP型三極管發(fā)射區(qū)"發(fā)射"的是空穴，其移動方向與電流方向一致，故發(fā)射極箭頭向里；NPN型三極管發(fā)射區(qū)"發(fā)射"的是自由電子，其移動方向與電流方向相反，故發(fā)射極箭頭向外。發(fā)射極箭頭向外。發(fā)射極箭頭指向也是PN結在正向電壓下的導通方向。硅晶體三極管和鍺晶體三極管都有PNP型和NPN型兩種類型。</p><p>　　3.1.

24、1 三極管共發(fā)射極放大電路</p><p>　　在圖3.1（a）的共發(fā)射極交流基本放大電路中，輸入端接低頻交流電壓信號νi（如音頻信號，頻率為20HZ~20KHZ）。輸出端接負載電阻ＲL（可能是小功率的揚聲器，微型繼電器、或者接下一級放大電路等），輸出電壓用νo表示。電路中各元件作用如下：</p><p>　　νi </p>

25、<p>　　(a) (b)</p><p>　　圖3.1 共發(fā)射交流放大</p><p>　　1.集電極電源VCC是放大電路的能源，為輸出信號提供能量，并保證發(fā)射結處于正向偏置、集電結處于反向偏置，使晶體管工作在放大區(qū)。VCC取值一般為幾伏到幾十伏。 </p><

26、p>　　2.晶體管T是放大電路的核心元件。利用晶體管在放大區(qū)的電流控制作用，即ic = βib的電流放大作用，將微弱的電信號進行放大。</p><p>　　3.集電極電阻RC是晶體管的集電極負載電阻，它將集電極電流的變化轉換為電壓的變化，實現(xiàn)電路的電壓放大作用。RC一般為幾千到幾十千歐。</p><p>　　4.基極電阻RB以保證工作在放大狀態(tài)。改變RB使晶體管有合適的靜態(tài)工作點。R

27、B一般取幾十千歐到幾百千歐。</p><p>　　5．耦合電容C1、C2起隔直流通交流的作用。在信號頻率范圍內，認為容抗近似為零。所以分析電路時，在直流通路中電容視為開路，在交流通路中電容視為短路。C1、C2一般為十幾微法到幾十微法的有極性的電解電容。</p><p>　　1. 放大電路性能指標的介紹</p><p>　　輸入信號經放大電路放大后，輸出波形與輸入波形

28、不完全一致稱為波形失真，而由于晶體管特性曲線的非線性引起的失真稱為非線性失真。下面我們分析當靜態(tài)工作點位置不同時，對輸出波形的影響。</p><p>　　（1）波形的非線性失真</p><p>　　如果靜態(tài)工作點太低，如圖5-25所示點，從輸出特性可以看到，當輸入信號vi在負半周時，晶體管的工作范圍進入了截止區(qū)。這樣就使的負半周波形和的正半周波形都嚴重失真（輸入信號vi為正弦波），如圖5-

29、25所示。這種失真稱為截止失真，</p><p>　　消除截止失真的方法是提高靜態(tài)工作點的位置，適當減小輸入信號vi的幅值。對于圖5-16的共射極放大電路，可以減小R B阻值，增大IBQ，使靜態(tài)工作點上移來消除截止失真。</p><p>　　如果靜態(tài)工作點太高，如圖3.2所示點，從輸出特性可以看到，當輸入信號vi在正半周時，晶體管的工作范圍進入了飽和區(qū)。這樣就使的正半周波形和的負半周波形都

30、嚴重失真，如圖3.2所示。這種失真稱為飽和失真，</p><p>　　消除飽和失真的方法是降低靜態(tài)工作點的位置，適當減小輸入信號vi的幅值。對于圖3.2的共射極放大電路，可以增大R B阻值，減小IBQ，使靜態(tài)工作點下移來消除飽和失真。</p><p>　　總之，設置合適的靜態(tài)工作點，可避免放大電路產生非線性失真。如圖5-25所示Q點選在放大區(qū)的中間，相應的ic和vo都沒有失真。但是，還應注

31、意到即使Q點設置合適，若輸入v i的信號幅度過大，則可能既產生飽和失真又產生截止失真。</p><p>　　圖3.2 靜態(tài)工作點與非線性失真的的關系</p><p><b>　?。?）通頻帶</b></p><p>　　由于放大電路含有電容元件（耦合電容C1、C2及布線電容、PN結的結電容），當頻率太高或太低時，微變等效電路不再是電阻性電路，輸

32、出電壓與輸入電壓的相位發(fā)生了變化，電壓放大倍數(shù)也將降低，所以交流放大電路只能在中間某一頻率范圍（簡稱中頻段）內工作。通頻帶就是反映放大電路對信號頻率的適應能力的性能指標。</p><p>　　圖3.3（a）為電壓放大倍數(shù)Av與頻率f的關系曲線，稱為幅頻特性?？梢娫诘皖l段Av有所下降，這是因為當頻率低時，耦合電容的容抗不可忽略，信號在耦合電容上的電壓降增加，因此造成Av下降。在高頻段Av下降的原因，是由于高 <

33、;/p><p>　?。╝） （b）</p><p>　　圖3.3 放大電路通頻帶</p><p>　　頻時三極管的β值下降和電路的布線電容、PN結的結電容的影響。</p><p>　　圖3.3（a）所示的幅頻特性中，其中頻段的電壓放大倍數(shù)為Avm。當電壓放大倍數(shù)下降到時，所對應的兩個頻率分別稱

34、為上限頻率fH和下限頻率fL，fH - fL的頻率范圍稱為放大電路的通頻帶（或稱帶寬）BW。</p><p>　　BW = fH - fL</p><p>　　由于一般fL<< fH，故BW≈fH。通頻帶越寬，表示放大電路了的工作頻率范圍越大。</p><p>　　對于頻帶的放大電路，如果幅頻特性的頻率坐標用十進制坐標，可能難以表達完整。在這種情況下，可

35、用對數(shù)坐標來擴大視野，對數(shù)幅頻特性如圖3.3（b）所示。其橫軸表示信號頻率，用的是對數(shù)坐標；其縱軸表示放大電路的增益分貝值。這種畫法首先是由波特（H.W.Bode）提出的，故常稱為波特圖。</p><p>　　在工程為了便于計算，常用分貝（dB）表示放大倍數(shù)（增益）。</p><p>　　因此，在工程上通常把fH - fL的頻率范圍稱為放大電路的“-3dB”通頻帶（簡稱3dB帶寬）。<

36、;/p><p><b>　?。?）最大輸出幅度</b></p><p>　　最大輸出幅度是指輸出波形的非線性失真在允許限度內，放大電路所能供給的最大輸出電壓（或輸出電流），一般指有效值，以Vomax（或Iomax）表示。</p><p>　　圖解法能直觀地分析放大電路的工作過程。估算電壓放大倍數(shù)、清晰地觀察到波形失真情況、估算出不失真時最大限度的輸

37、出幅度。但圖解法也有局限性，作圖過程繁瑣，誤差大，且不能計算輸入、輸出電阻、多級放大電路及反饋放大電路等。圖解法適合于分析大信號下工作的放大電路（功率放大電路），對小信號放大電路用微變等效電路則簡便得多。</p><p>　　3.1.2 多級放大電路</p><p>　　小信號放大電路的輸入信號一般為毫伏甚至微伏量級，功率在1毫瓦以下。為了推動負載工作，輸入信號必須經多級放大后，使其在輸

38、出端能獲得一定幅度的電壓和足夠的功率。多級放大電路的框圖如圖5-32所示。它通常包括輸入級、中間級、推動級和輸出級幾個部分。</p><p>　　多級放大電路的第一級稱為輸入級，對輸入級的要求往往與輸入信號有關。中間級的用途是進行信號放大，提供足夠大的放大倍數(shù)，常由幾級放大電路組成。多級放大電路的最后一級是輸出級，它與負載相接。因此對輸出級的要求要考慮負載的性質。推動級的用途就是實現(xiàn)小信號到大信號的緩沖和轉換。&

39、lt;/p><p>　　耦合方式是指信號源和放大器之間，放大器中各級之間，放大器與負載之間的連接方式。最常用的耦合方式有三種：阻容耦合、直接耦合和變壓器耦合。阻容耦合應用于分立元件多級交流放大電路中。放大緩慢變化的信號或直流信號則采用直接耦合的方式，變壓器耦合在放大電路中的應用逐漸減少。本書只討論前兩種級間耦合方式。</p><p><b>　　阻容耦合放大電路：</b>

40、</p><p>　　圖3.5是兩級阻容耦合共射放大電路。兩級間的連接通過電容C2將前級的輸出電壓加在后級的輸入電阻上（即前級的負載電阻），故名阻容耦合放大電路。</p><p>　　由于電容有隔直作用，因此兩級放大電路的直流通路互不相通，即每一級的靜態(tài)工作點各自獨立。耦合電容的選擇應使信號頻率在中頻段時容抗視為零。多級放大電路的靜態(tài)和動態(tài)分析與單級放大電路時一樣。兩級放大電路的微變等效電

41、路如圖5-34所示。</p><p>　　多級放大電路的電壓放大倍數(shù)為各級電壓放大倍數(shù)的乘積。計算各級電壓放大倍數(shù)時必須考慮到后級的輸入電阻對前級的負載效應，因為后級的輸入電阻就是前級放大電路的負載電阻，若不計其負載效應，各級的放大倍數(shù)僅是空載的放</p><p>　　大倍數(shù)，它與實際耦合電路不符，這樣的得出的總電壓放大倍數(shù)是錯誤的。</p><p>　　耦合電容的

42、存在，使阻容耦合放大電路只能放大交流信號，一樣只對低頻信號的中頻段才近似為電壓放大倍數(shù)與輸入信號的頻率無關，并且阻容耦合多級放大電路比單級放大電路的通頻帶要窄。</p><p>　　例: 圖3.7（a）為一阻容耦合兩級放大電路，其中 RB1=300KΩ, RE1=3KΩ, RB2=40KΩ, RC2=2KΩ, RB3=20KΩ, RE2=3.3KΩ, RL=2KΩ,VCC=12V。晶體管T1和T2的β = 50，

43、VBE=0.7V。各電容容量足夠大。求：</p><p>　　計算各級的靜態(tài)工作點；</p><p>　　② 計算Av, ri 和 ro。</p><p>　　(a) 放大電路 (b) 直流通路</p><p>　　圖3.6 阻容耦合兩級放大電路</p>

44、;<p>　　(c) 微變等效電路</p><p><b>　　直接耦合放大電路：</b></p><p>　　放大器各級之間，放大器與信號源或負載直接連起來，或者經電阻等能通過直流的元件連接起來，稱為直接耦合方式。直接耦合方式不但能放大交流信號，而且能放大變化極其緩慢的超低頻信號以及直流信號。現(xiàn)代集成放大電路都采用直接耦合方式，這種耦合方式得到越來越

45、廣泛的應用。</p><p>　　然而，直接耦合方式有其特殊的問題，其中主要是前、后級靜態(tài)工作點互相牽制與零點漂移兩個問題。</p><p>　　1. 前、后級靜態(tài)工作點的相互影響</p><p>　　從圖3.7可見，在靜態(tài)時輸入信號v i =0，由于T1的集電極和T2的基極直接相連使的兩點電位相等，即VCE1 = VC1 = VB2 = VBE2 = 0.7V，則

46、晶體管T1處于臨界飽和狀態(tài)；另外第一級的集電極電阻也是第二級的基極偏置電阻，因阻值偏小，必定IB2過大使T2處于飽和狀態(tài)，電路無法正常工作。為了克服這個缺點，通常采用抬高T2管發(fā)射極電位的方法。有兩種常用的改進方案，分別如圖3.8所示。 </p><p>　　圖3.8（a）是利用RE2的壓降來提高T2管發(fā)射極電位，來提高T1管的集電極電位，增大了T1管

47、的輸出幅度；以及減小電流IB2。但RE2的接入使第二級電路的電壓放大倍數(shù)大為降低，RE2越大，RE2上的信號壓降越大，電壓放大倍數(shù)降低的越多，因此要進一步改進電路。</p><p>　　圖3.8（b）是用穩(wěn)壓管DZ（也可以用二極管D）的端電壓VZ來提高T2管的發(fā)射極電位，起到RE2的作用。但對信號而言，穩(wěn)壓管（或二極管）的動態(tài)電阻都比較很小，信號電流在動態(tài)電阻上產生的壓降也小，因此不會引起放大倍數(shù)的明顯下降。&l

48、t;/p><p>　　(a) 后級發(fā)射極接電阻 （b） 后級發(fā)射極接穩(wěn)壓管</p><p>　　圖3.8 提高后級發(fā)射極電位的直接耦合電路</p><p><b>　　2. 零點漂移問題</b></p><p>　　在直接耦合放大電路中，若將輸入端短接（讓輸入信號為零），在輸出端接上記錄儀，可發(fā)現(xiàn)輸出

49、端隨時間仍有緩慢的無規(guī)則的信號輸出，如圖3.9所示。這種現(xiàn)象稱為零點漂移。零點漂移現(xiàn)象嚴重時，能夠淹沒真正的輸出信號，使電路無法正常工作。所以零點漂移的大小是衡量直接耦合放大器性能的一個重要指標。</p><p>　　衡量放大器零點漂移的大小不能單純看輸出零漂電壓的大小，還要看它的放大倍數(shù)。因為放大倍數(shù)越高，輸出零漂電壓就越大，所以零漂一般都用輸出零漂電壓折合到輸入端來衡量，稱為輸入等效零漂電壓。</p&g

50、t;<p>　　引起零漂的原因很多，最主要的是溫度對晶體管參數(shù)的影響所造成的靜態(tài)工作點波動，而在多級直接耦合放大器中，前級靜態(tài)工作點的微小波動都能像信號一樣被后面逐級放大并且輸出。因而，整個放大電路的零漂指標主要由第一級電路的零漂決定，所以，為了提高放大器放大微弱信號的能力，在提高放大倍數(shù)的同時，必須減小輸入級的零點漂移。因溫度變化對零漂影響最大，故常稱零漂為溫漂。</p><p>　　減小零點漂移

51、措施很多，但第一級采用差動放大電路是多級直接耦合放大電路的主要電路形式。 </p><p>　　3.2 FET場效應管特性</p><p>　　場效應晶體管（Field Effect Transistor縮寫(FET)）簡稱場效應管.由多數(shù)載流子參與導電,也稱為單極型晶體管.它屬于電壓控制型半導體器件。根據三極管的原理開發(fā)出的新一代放大元件，有3個極性，柵極，漏極，源極，它的特點是柵極的內

52、阻極高，采用二氧化硅材料的可以達到幾百兆歐，屬于電壓控制型器件。</p><p>　　場效應管是一種電壓控制型的半導體器件，它具有輸入電阻高（可達109Ω—1015Ω，而晶體三極管的輸入電阻僅有102Ω—104Ω），噪聲低，受溫度、幅射等外界條件的影響較小，耗電省、便于集成等優(yōu)點。，因此得到廣泛應用。</p><p>　　場效應管按結構的不同可分為結型和絕緣柵型；從工作性能可分耗盡型和增強

53、型；所用基片（襯底）材料不同，又可分P溝道和N溝道兩種導電溝道。因此，有結型P溝道和N溝道，絕緣柵耗盡型P溝道和N溝及增強型P溝道和N溝六種類型的場效應管。它們都是以半導體的某一種多數(shù)載流子（電子或空穴）來實現(xiàn)導電，所以又稱為單極型晶體管。在本書中只簡單介紹絕緣柵型場效應管。</p><p>　　3.2.1 絕緣柵型場效應管</p><p>　　目前應用最廣泛的絕緣柵場效應管是一種金屬(

54、M)－氧化物(O)－半導體(S)結構的場效應管，簡稱為MOS（Metal Oxide Semiconductor）管。本節(jié)以Ｎ溝道增強型絕緣柵型場效應管為主進行討論。</p><p>　　N溝道增強MOS型管</p><p><b>　　(1) 結構</b></p><p>　　圖3.10（a）是Ｎ溝道增強型MOS管的結構示意圖。用一塊Ｐ型半

55、導體為襯底，在襯底上面的左、右兩邊制成兩個高摻雜濃度的Ｎ型區(qū)，用N+表示，在這兩個N+區(qū)各引出一個電極，分別稱為源極S和漏極D，管子的襯底也引出一個電極稱為襯底引線b。管子在工作時b通常與S相連接。在這兩個N+　區(qū)之間的Ｐ型半導體表面做出一層很薄的二氧化硅絕緣層，再在絕緣層上面噴一層金屬鋁電極，稱為柵極G，圖3.10(b)是Ｎ溝增強型MOS管的符號。Ｐ溝道增強型MOS管是以Ｎ型半導體為襯底，再制作兩個高摻雜濃度的P+區(qū)做源極S和漏極D，

56、其符號如圖3.10(c)，襯底b的箭頭方向是區(qū)別Ｎ溝道和Ｐ溝道的標志。</p><p>　　S G 鋁 D</p><p><b>　　Sio2</b></p><p><b>　　絕緣層 </b></p><p><b>　　PPP襯</b></p>

57、<p><b>　　b(襯底引線)</b></p><p>　?。╝） （b） （c）</p><p>　　圖3.10 增強型MOS管的結構和符號</p><p>　　(2) 工作原理

58、 </p><p>　　如圖3.11所示。當VGS = 0時，由于漏源之間有兩個背向的ＰＮ結不存在導電溝道，所以即使D、S間電壓VDS≠0，但ID = 0，只有VGS增大到某一值時，由柵極指向P型襯底的電場的作用下，襯底中的電子被吸引到兩個N+區(qū)之間構成了漏源極之間的導電溝道，電路中才有電流ID。對應此時的VGS稱為開啟電壓VGS(th) = VT。在一定VDS下，V

59、GS值越大，電場作用越強，導電的溝道越寬，溝道電阻越小，ID就越大，這就是增強型管子的含義。 </p><p><b>　　(3) 輸出特性</b></p><p>　　輸出特性是指VGS為一固定值時，ID與VDS之間的關系，即</p><p><b>　?。?-1）

60、</b></p><p>　　同三極管一樣輸出特性可分為三個區(qū)，可變電阻區(qū)，恒流區(qū)和截止區(qū)。</p><p>　　可變電阻區(qū)：圖3.12（a）的Ⅰ區(qū)。該區(qū)對應VGS＞VT，VDS很小，VGD=VGS－VDS＞VT的情況。該區(qū)的特點是：若VGS不變，ID隨著VDS的增大而線性增加，可以看成是一個電阻，對應不同的VGS值，各條特性曲線直線部分的斜率不同，即阻值發(fā)生改變。因此該區(qū)是一

61、個受VGS控制的可變電阻區(qū)，工作在這個區(qū)的場效應管相當于一個壓控電阻。</p><p>　　恒流區(qū)（亦稱飽和區(qū)，放大區(qū)）：　圖3.12（a）的Ⅱ區(qū)。該區(qū)對應VGS＞VT，VDS較大，該區(qū)的特點是若VGS固定為某個值時，隨VDS的增大，ID不變，特性曲線近似為水平線，因此稱為恒流區(qū)。而對應同一個VDS值，不同的VGS值可感應出不同寬度的導電溝道，產生不同大小的漏極電流ID，可以用一個參數(shù)，跨導gm來表示VGS對ID

62、的控制作用。gm定義為：</p><p><b>　?。?-8）</b></p><p>　?。╝）輸出特性 (b)轉移特性</p><p>　　圖3.12　N溝道增強型MOS管的特性曲線</p><p>　　截止區(qū)（夾斷區(qū)）：該區(qū)對應于VGS

63、≤VT　的情況，這個區(qū)的特點是：由于沒有感生出溝道，故電流ID=0　，管子處于截止狀態(tài)。</p><p>　　圖3.12（a）的Ⅲ區(qū)為擊穿區(qū)，當VDS增大到某一值時，柵、漏間的PN結會反向擊穿，使ID急劇增加。如不加限制，會造成管子損壞。</p><p><b>　　(4) 轉移特性</b></p><p>　　轉移特性是指VDS為固定值時，I

64、D與VGS之間的關系，表示了VGS對ID的控制作用。即：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　由于VDS對ID的影響較小，所以不同的VDS所對應的轉移特性曲線基本上是重合在一起的，如圖3.12（b）所示。這時ID可以近似地表示為：</p><p><b>　?。?-3）</b></p&

65、gt;<p>　　其中IDSS是VGS=2VGS（th）時的值ID</p><p>　?。螠系篮谋M型MOS管</p><p>　?。螠系篮谋M型MOS管的結構與增強型一樣，所不同的是在制造過程中，在sio2絕緣層中摻入大量的正離子。當VGS=0時，由正離子產生的電場就能吸收足</p><p>　　夠的電子產生原始溝道，如果加上正向VDS電壓，就可在原始溝

66、道的中產生電流。其結構、符號如圖5-15所示。</p><p>　　圖3.13 N溝道耗盡型絕緣柵場效應管</p><p>　　（a）結構示意圖 (b) 輸出特性 （c) 轉移特性 (d)符號</p><p>　　當VGS正向增加時，將增強由絕緣層中正離子產生的電場，感生的溝道加寬，ID將增大，當VGS加反向電壓時，削弱由絕緣層中正離子產生的電場，感生的溝道變窄

67、，ID將減小，當VGS達到某一負電壓值VGS(off) = VP時，完全抵消了由正離子產生的電場則導電溝道消失，使ID≈0，VP稱為夾斷電壓。</p><p>　　在VGS＞VP后，漏源電壓VDS對ID的影響較小。它的特性曲線形狀，與增強型MOS管類似，如圖3.13（b）、（c）所示.。</p><p>　　由特性曲線可見，耗盡型MOS管的VGS值在正、負的一定范圍內都可控制管子的ID，因

68、</p><p>　　此，此類管子使用較靈活，在模擬電子技術中得到廣泛應用。增強型場效應管在集成數(shù)字電</p><p>　　路中被廣泛采用，可利用VGS＞VT 和VGS＜VT來控制場效應管的導通和截止，使管子工作在</p><p>　　開關狀態(tài)，數(shù)字電路中的半導體器件正是工作在此種狀態(tài)。</p><p>　　3.2.2 FET場效應管主要參

69、數(shù)</p><p>　　1．場效應管與雙極型晶體管的比較 </p><p>　　(1) 場效應管的溝道中只有一種極性的載流子（電子或空穴）參于導電，故稱為單極型晶體管。而在雙極型晶體三極管里有兩種不同極性的載流子（電子和空穴）參于導電。</p><p>　　(2) 場效應管是通過柵源電壓VGS來控制漏極電流ID，稱為電壓控制器件。晶體管是利用基極電流IB來控制集電極

70、電流IC，稱為電流控制器件。</p><p>　　(3) 場效應管的輸入電阻很大，有較高的熱穩(wěn)定性，抗輻射性和較低的噪聲。而晶體管的輸入電阻較小，溫度穩(wěn)定性差，抗輻射及噪聲能力也較低。</p><p>　　(4) 場效應管的跨導gm的值較小，而雙極型晶體管β的值很大。在同樣的條件下，場效應管的放大能力不如晶體管高。</p><p>　　(5) 場效應管在制造時，如襯

71、底沒有和源極接在一起時，也可將D、S互換使用。而晶體管的C和E互換使用，稱倒置工作狀態(tài)，此時β將變得在非常小。</p><p>　　(7) 工作在可變電阻區(qū)的場效應管，可作為壓控電阻來使用。</p><p>　　另外，由于MOS場效應管的輸入電阻很高，使得柵極間感應電荷不易泄放，而且絕緣層做得很薄，容易在柵源極間感應產生很高的電壓，超過V（BR）GS而造成管子擊穿。因此MOS管在使用時避免

72、使柵極懸空。保存不用時，必須將MOS管各極間短接。焊接時，電烙鐵外殼要可靠接地。</p><p>　　2．場效應管的主要參數(shù)</p><p><b>　　(1) 直流參數(shù)</b></p><p>　　直流參數(shù)是指耗盡型MOS管的夾斷點電位VP(VGS(off))，增強型MOS管的開啟電壓VT(VGS(on))以及漏極飽和電流IDSS，直流輸入

73、電阻RGS</p><p><b>　　(2) 交流參數(shù)</b></p><p>　　低頻跨導gm：gm的定義是當VDS=常數(shù)時，vgs的微小變量與它引起的iD的微小變量之比，即：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　它是表征柵、源電壓對漏極電流控制作用大小的一個參

74、數(shù)，單位為西門子s或ms。</p><p>　　極間電容：場效應管三個電極間存在極間電容。柵、源電容Cgs和柵、漏電容Cg d一般為1~3pF，漏源電容Cds約在0.1~1pF之間。極間電容的存在決定了管子的最高工作頻率和工作速度。</p><p><b>　　(3) 極限參數(shù)</b></p><p>　　最大漏極電流IDM。管子工作時允許的

75、最大漏極電流。</p><p>　　最大耗散功率PDM。由管子工作時允許的最高溫升所決定的參數(shù)。</p><p>　　漏、源擊穿電壓V（BR）DS。VDS增大時使ID急劇上升時的VDS值。</p><p>　　柵、源擊穿電壓V（BR）GS。在MOS管中使絕緣層擊穿的電壓。</p><p>　　3.2.3 FET實際器件的跨導</p&g

76、t;<p>　　圖3.14是系統(tǒng)電路中使用的N溝道JFET2SK184（東芝）的傳輸特性。圖中的多根曲線說明器件特性存在分散性。</p><p>　　圖3.14 ２ＳＫ１８４的傳輸特性</p><p>　　即使同一型號的ＦＥＴ，ＤＳＳ的分散性也會很大。因此，Ｄ為１ｍＡ時的ＧＳ會在－０．７～－０．１Ｖ范圍變動。但是不論什么樣的雙極晶體管，它們的ＢＥ都在０．６～０．７Ｖ之間。&l

77、t;/p><p>　　實際的ＦＥＴ的漏極飽和電流ＤＳＳ具有較大的分散性。由于ＤＳＳ的原因，使得Ｄ為零時的電壓———夾斷電壓也有變化。</p><p>　　雙極晶體管的特性是按直流電流放大系數(shù)值ＦＥ分檔次的。但是對于ＦＥＴ不是按跨導ｍ而是按ＤＳＳ區(qū)分檔次。</p><p>　?。砼cＤＳＳ之間有關系，ＤＳＳ愈大，ｍ也愈大（如果是同型號的ＦＥＴ，ＤＳＳ愈大，傳輸特性曲線的斜率

78、愈大，因而ｍ也大）。</p><p>　　表２．１是２ＳＫ１８４的ＤＳＳ各檔次。東芝器件的ＤＳＳ、ＦＥ的檔次是用Ｙ（黃）、Ｒ（紅）等顏色標記的。有的公司是用羅馬字母標記的。</p><p>　　表２．１?。玻樱耍保福吹模模樱臃謾n（ＪＦＥＴ的ＤＳＳ的分散性大，因此按照ＤＳＳ的值進行分檔）</p><p>　　圖２．１的電路中，Ｄ約為１ｍＡ，由圖２．１１看出，由于電路中

79、使用的ＦＥＴ的ＤＳＳ值存在分散性，ＧＳ在－０．７～－０．１Ｖ的范圍內變動。</p><p>　　照片２．８是圖２．１電路中使用的２ＳＫ１８４的柵極電位與源極電位Ｓ的波形（設定輸入信號ｉ為１ｋＨｚ，０．５Ｖ）。</p><p>　　照片２．８２ＳＫ１８４的與ｓ的波形</p><p>　　（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ）（使用２ＳＫ１８４的圖２．１的電路中，ＧＳ—

80、——與ｓ的直流成分之差為－０．４Ｖ）</p><p>　　由于ＧＳ是與ｓ的直流成分之差，從照片看出這里使用的２ＳＫ１８４的ＧＳ為－０．４Ｖ（以源極電位為基準，所以是負值）。因此，從圖２．１１中Ｄ為１ｍＡ的線與ＧＳ＝－０．４Ｖ的線的交叉點可以看出這里使用的２ＳＫ１８４的ＤＳＳ約為６．５ｍＡ。</p><p>　　實際上設計電路時的情況與此相反，從所使用ＦＥＴ的ＤＳＳ檔次找到ＤＳＳ，從傳輸特特

81、性曲線確定電路工作點的ＧＳ值 。</p><p>　　ＭＯＳＦＥＴ的跨導：</p><p>　?。停希樱疲牛缘目鐚В砼cＪＦＥＴ相同，是傳輸函數(shù)曲線的斜率，即ΔＧＳ與Δ Ｄ之比。圖２．１３是高頻放大用Ｎ溝ＭＯＳＦＥＴ２ＳＫ２４１（東芝）的傳輸特性。這個ＦＥＴ是耗盡型器件，ＧＳ在負電壓區(qū)時有電流流出，即使ＧＳ越過０Ｖ，Ｄ仍然相應地繼續(xù)增加。多根曲線表明ＤＳＳ的分散性。 </p>

82、<p>　　圖２．１３２ＳＫ２４１的傳輸特性 </p><p>　?。ǎ玻樱耍玻矗笔怯糜诟哳l放大的Ｎ溝ＭＯＳＦＥＴ。傳輸特性是耗盡型，Ｄ從ＧＳ負的區(qū)域流出） </p><p>　　圖２．１４是開關用Ｎ溝ＭＯＳＦＥＴ２ＳＫ６１２（ＮＥＣ）的傳輸特性。這種ＦＥＴ是增強型器件，可以看出如果ＧＳ不是在正電壓區(qū)，就沒有Ｄ流出。</p><p>　　圖 ２．１４２ＳＫ

83、６１２的傳輸特性 </p><p>　?。ǎ玻樱耍叮保彩怯糜陂_關的Ｎ溝ＭＯＳＦＥＴ。傳輸特性是增強型，當ＧＳ不在正的區(qū)域時沒有Ｄ流出） </p><p>　　這里我們稍微分析一下用這兩種ＭＯＳＦＥＴ器件２ＳＫ２４１和２ＳＫ６１２替代圖２．１電路中的ＪＦＥＴ時電路的工作情況。</p><p>　　照片２．９和照片２．１０是這時的柵極電位和源極電位ｓ的波形（輸入電壓ｉ與

84、照片２．８中相同，即１ｋＨｚ，０．５Ｖ）。</p><p>　　對于２ＳＫ２４１，如照片２．９所示ＧＳ為－０．５Ｖ。這與２ＳＫ１８４的ＧＳ值基本相同。如從圖２．１３所看到的那樣，當漏極電流Ｄ為１ｍＡ時，ＧＳ還處于負的區(qū)域，不是正值。</p><p>　　照片２．９使用２ＳＫ２４１時的與ｓ的波形（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ） </p><p>　?。▓D２．１電

85、路中使用２ＳＫ２４１時，ＧＳ＝－０．５Ｖ） </p><p>　　照片２．１０使用２ＳＫ６１２時的與ｓ的波形（０．５Ｖ／ｄｉｖ，２００ｓ／ｄｉｖ） </p><p>　　（圖２．１電路中使用２ＳＫ６１２時，ＧＳ＝＋１．３Ｖ） </p><p>　　２ＳＫ６１２的情況如照片２．１０所示，ＧＳ為＋１．３Ｖ。因為２ＳＫ６１２是增強型器件，所以如從圖２．１４所看到的那樣，Ｇ

86、Ｓ是正值。</p><p>　　這樣，即使同一電路中使用結構和電學特性完全不同的ＦＥＴ，都能夠很方便地使其正常工作。</p><p>　　但是，對于２ＳＫ２４１和２ＳＫ６１２來說，由于是替換２ＳＫ１８４，它們的工作點與２ＳＫ１８４的工作點（Ｄ＝１ｍＡ）稍有不同，這時因ＦＥＴ的型號而會導致的ＧＳ不同。實際設計時，根據所使用ＦＥＴ的傳輸特性求出ＧＳ確定工作點就可以了。</p>&

87、lt;p>　　第4章 寬頻信號發(fā)生器電路設計</p><p><b>　　4.1 電源電路</b></p><p>　　小功率穩(wěn)壓電源由電源變壓器、整流電路、濾波電路和穩(wěn)壓電路四個部分組成，如圖4.1、4.2。,所示。</p><p>　　+ 電 源 + 整 流 + 濾 波 +

88、 穩(wěn) 壓 +</p><p>　　u1 u2 u3 uI U0</p><p>　　_ 變壓器 _ 電 路 _ 電 路 _ 電 路 _</p

89、><p><b>　　圖4.1</b></p><p>　　u1 u2 u3 uI U0 </p><p>　　0 t 0 t 0

90、 t 0 t 0 t </p><p><b>　　圖4.2</b></p><p><b>　　變壓器電路：</b></p><p>　　電源變壓器的作用是將來自電網的220V交流電壓u1變換為整流電路所需要的交流電壓u2。為了滿足要求，此處將采用15V變壓器進行變換。

91、</p><p>　　其中：是變壓器副邊的功率，是變壓器原邊的功率。一般小型變壓器的效率如表4-1所示：</p><p>　　表4-1 小型變壓器的效率</p><p>　　因此，當算出了副邊功率后，就可以根據上表算出原邊功率。</p><p><b>　　整流電路：</b></p><p>　

92、　在穩(wěn)壓電源中一般用四個二極管組成橋式整流電路，整流電路的作用是將交流電壓u2變換成脈動的直流電壓u3。濾波電路一般由電容組成，其作用是把脈動直流電壓u3中的大部分紋波加以濾除，以得到較平滑的直流電壓UI。UI與交流電壓u2的有效值U2的關系為：</p><p>　　在整流電路中，每只二極管所承受的最大反向電壓為： </p><p>　　流過每只二極管的平均電流為：</p>

93、<p>　　其中：R為整流濾波電路的負載電阻，它為電容C提供放電通路，放電時間常數(shù)RC應滿足：</p><p>　　其中：T = 20ms是50Hz交流電壓的周期。</p><p>　　橋式整流電路原理圖,如圖4.3所示,變壓器的次級只有一組線圈。但用四只二</p><p>　　極管互相接成橋式形式，整流橋后并聯(lián)了濾波電容故稱為橋式整流電路。圖4.4所&l

94、t;/p><p><b>　　示是其簡化法。</b></p><p><b>　　圖4.3圖4.4</b></p><p>　　整流過程中，四個二極管兩兩輪流導通，正負半周內都有電流流過RL。例如，當u2為正半周是（如圖中所示極性），二極管VD1和VD2因加正相電壓而導通，VD3和VD4因加反向電壓而截止。電流i′（如圖中實

95、線所示）從變壓器端出發(fā)流經二極管VD1、負載電阻RL和二極管VD2，最后流入變壓器端，并在負載RL上產生電壓降u0′;反之，當u2為負半周時，二極管VD3、VD4因加正向電壓導通，而二極管VD1和VD2因加反向電壓而截止，電流i″(如圖中虛線所示)流經VD3、RL和VD4，并同樣在RL上產生電壓降u0″。由于i′和i″流過RL的電流方向是一致的，所示RL上的電壓u0為兩者之和，即u0= u0′+ u0″。橋式整流電路的波形如圖4.5所示

96、，因而其輸出電壓為：</p><p><b>　　U0=0.9U2</b></p><p>　　而二極管反向峰值電壓是全波整流電路的一半，即：</p><p>　　URM=1.414 U2</p><p><b>　　圖4.5 </b></p><p><b>　　

97、濾波電路：</b></p><p>　　無論哪種整流電路,它們的輸出電壓都含有較大的脈動成分。為了減少這種脈動成分，在整流后都加上濾波電路。所謂濾波就是濾掉輸出電壓中的脈動成分，而盡量保留其中的直流成分，使輸出接近理想的直流電壓。</p><p>　　如4.6圖8所示，這里給出了電容濾波電路在帶電阻負載后的工作情況。接通交流電源后，二極管導通，整流電源同時向電容充電和向負載提供

98、電流,輸出電壓的波形是正弦形。在 時刻，即達到u2 90°峰值時，u2開始以正弦規(guī)律下降，此時二極管是否關斷，取決于二極管承受的是正向電壓還是反向電壓。先設達到90°后，二極管關斷，那么只有濾波電容以指數(shù)規(guī)律向負載放電，從而維持一定的負載電流。但是90°后指數(shù)規(guī)律下降的速率快，而正弦波下降的速率小，所以超過90°以后有一段時間二極管仍然承受正向電壓，二極管導通。隨著u2的下降，正弦波的下降速率越來

99、越快，uC 的下降速率越來越慢。所以在超過90°后的某一點，二極管開始承受反向電壓，二極管關斷。此后只有電容器C向負載以指數(shù)規(guī)律放電的形式提供電流，直至下一個半周的正弦波來到，u2再次超過uC，，二極管重又導電。</p><p><b>　　圖4.6</b></p><p>　　FET移相式振蕩電路</p><p>　　4.2.1

100、正弦波的產生</p><p>　　RC移相式振蕩電路由一個反相輸入比例電路和三節(jié)RC移相電路組成，電路原理圖如圖所示。</p><p>　　放大電路的相位移。三節(jié)RC移相網絡每節(jié)移相60°，則反饋網絡的，此時=+=0，滿足產生振蕩的相位平衡條件，只要適當調節(jié)電阻RF 使||適當，就可同時滿足產生振蕩的幅值平衡條件和起振條件，產生正弦波振蕩。</p><p>

101、;<b>　　圖 4.7</b></p><p>　　本電路采用RC文氏電橋振蕩電路，其產生自激振蕩的條件：</p><p>　　文氏電橋振蕩器的優(yōu)點是：不僅振蕩較穩(wěn)定，波形良好，而且振蕩頻率在較寬的范圍內能方便地連續(xù)調節(jié)。</p><p>　　1)產生振蕩的相位平衡條件</p><p>　　=, =，則=+=。滿足相位

102、平衡條件。</p><p>　　2)產生振蕩的幅值條件</p><p>　　起振條件： ||>3</p><p>　　同相比例放大電路電壓放大倍數(shù)為  =1+   所以1+>3，或 RF>2 R1上式是RC串并聯(lián)網絡振蕩電路的起振條件。</p><p>　　考慮到維持等幅振蕩的條件是RF＝2R1

103、，所以電路在RF和R1的取值上需要仔細調試，使電路既能起振，又不失真。若RF過大，雖起振容易，但過大的輸入信號將使放大管進入非線性區(qū)，輸出波形畸變，若RF偏小，雖不失真，但起振困難。最好在電路起振階段，應滿足RF>2R1，而當振幅增大到一定程度后，應轉變成RF＝2R1。</p><p><b>　　振蕩頻率：</b></p><p><b>　　f0=

104、</b></p><p>　　改變R、C的值，就可調節(jié)振蕩頻率，通常以調節(jié)電容為頻率粗調，調節(jié)R為頻率細調。RC串并聯(lián)網絡振蕩電路的振蕩頻率范圍為幾赫茲至幾百千赫茲。</p><p>　　說明：放大電路的輸入、輸出電阻對振蕩頻率有影響。</p><p>　　對電路輸入、輸出電阻的要求→對負反饋類型的要求（電壓串聯(lián)負反饋）。</p><

105、p><b>　　振蕩的穩(wěn)幅：</b></p><p>　　目的：①使起振后輸出電壓幅度達到穩(wěn)定；②避免外界因素影響；實現(xiàn)穩(wěn)定的等幅振蕩。</p><p>　　原因：RF>2R1和RF=2R1不容易平衡（又能可靠起振又不失真）；外界溫度、電源電壓等因素的變化→電路元器件參數(shù)變化→打破原有平衡→可能停振、可能失真加劇。</p><p>

106、　　方法：①用熱敏電阻實現(xiàn)負反饋網絡；②利用二極管的正向特性改變負反饋系數(shù)；③利用FET的線性電阻區(qū)實現(xiàn)壓控負反饋；……</p><p>　　總之，利用非線性元件使負反饋網絡的反饋系數(shù)成為非線性的。</p><p>　　為了滿足增益的要求，在輸出端加入多級放大電路進行放大,其電路如下圖：</p><p><b>　　圖 4.8</b></

107、p><p>　　4.2.2 方波產生電路</p><p>　　本設計中，由于方波是由正弦波變換而來，所以沒有用到單獨的矩形波發(fā)生電路，而是利用集成運放的非線性特點，由電壓比較器變換波形。常用的比較器有:過零比較器、單限比較器、滯回比較器、雙限比較器以及集成電壓比較器。本次設計由于對波形的抗干擾能力無太高要求，故選用最簡單且靈敏度高的過零比較器。</p><p>　　過

108、零比較器的電路圖如圖4.9a所示,其傳輸特性如圖4.9b所示：</p><p>　　圖4.9a 圖4.9b</p><p>　　在實際使用中常利用穩(wěn)壓管限幅，利用穩(wěn)壓管限幅的過零比較器如圖4.10a和圖4.10b所示，其傳輸特性如圖4.10c所示：</p><p>　　圖4.10a

109、 圖4.10b</p><p>　　兩個背靠背的穩(wěn)壓管，任意一個被擊穿而另一個 導通，此時輸出幅值的上下限變成了穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值</p><p><b>　　圖4.10c</b></p><p>　　4.2.3 三角波的產生</p><p>　　三角波的產生

110、是由積分電路實現(xiàn)的，積分電路將方波轉換成三角波。</p><p>　　積分電路的原理圖如圖4.11所示：</p><p><b>　　圖4.11</b></p><p>　　電容兩端的電壓與流過電容的電流之間存在積分關系，即</p><p>　　由于集成運放的反相輸入端“虛地”，故 ；又由于“虛斷”，運放反相輸入端的電流

111、為零，則，故,由以上幾個表達式可得積分電路輸入電壓和輸出電壓的關系為：</p><p>　　由于輸入的是方波，所以 的值為兩個狀態(tài)，當 >0時，，輸出波形以的斜率上升，當 <0時，輸出波形以的斜率下降。上升和下降的斜率相等所以波形對稱，形成三角波。</p><p>　　4.2.4 調幅電路原理</p><p><b>　

112、　圖 4.12</b></p><p>　　調幅原理：本方案選用了最簡單有效的電阻分壓的方式調幅，在輸出端通過電阻接地，輸出信號的幅值取決于電阻分得的電壓多少。其最大幅值為電路的輸出電壓峰值，最小值為0。</p><p><b>　　心得體會</b></p><p>　　通過一個月的學習和實踐，自己確實感覺掌握了不少東西，而且這些東

113、西在過去自己一直認為那時很深奧的，這些知識在我今后的工作中將使我受益匪淺?，F(xiàn)在畢業(yè)設計總算是基本上完成，雖然覺得有點辛苦，但是確很充實，而且小有成就感。總之，在這次設計中我學到了不少新知識，了解了很多的設計思想與方法，我也將繼續(xù)努力，不斷地完善和充實自己。</p><p>　　在這次畢業(yè)設計中，我才發(fā)現(xiàn)三年中我們還有很多東西都不曾了解，有很多東西我們都還沒熟練掌握。畢業(yè)設計，是把我們所學的基礎知識和具體操作相結合

114、的一個過程；畢業(yè)設計，使我將這三年所學到的知識得到了系統(tǒng)化，貫穿成一條線；畢業(yè)設計，讓我認識到了一個道理：再難的東西，再難的程序。只要自己努力，耐心的分析，查資料或請問別人，最后總會解決。等你解決完了回頭來看就會發(fā)現(xiàn)原本認為很深奧的東西也在你的掌握之中。通過這次的畢業(yè)設計，我了解到做什么事都要按部就班，不能麻木的辦事。一開始我就選中一個方案，怕畢業(yè)設計不能按期完成，所以早就想著拿到元器件開始做，并認真去思考它到底可不可以實行。幸虧有搭檔